运算电压放大器的特点是差汾输入、单端输出的极高增益电压放大器的特点常用于高精度模拟电路，因此必须精确测量其性能但在开环测量中，其开环增益可能高达107或更高而拾取、杂散电流或塞贝克（热电偶）效应可能会在电压放大器的特点输入端产生非常小的电压，这样误差将难以避免
通过使用伺服环路，可以大大简化测量过程强制电压放大器的特点输入调零，使得待测电压放大器的特点能够测量自身的误差图1显礻了一个运用该原理的多功能电路，它利用一个辅助运放作为积分器来建立一个具有极高直流开环增益的稳定环路。开关为执行下面所述的各种测试提供了便利图1所示电路能够将大部分测量误差降至最低，支持精确测量大量直流和少量交流参数附加的“辅助”运算电壓放大器的特点无需具有比待测运算电压放大器的特点更好的性能，其直流开环增益最好能达到106或更高如果待测器件（DUT）的失调电压可能超过几mV，则辅助运放应采用±15 V电源供电（如果DUT的输入失调电压可能超过10 mV则需要减小99.9 kΩ电阻R3的阻值。）
DUT的电源电压+V和–
V幅度相等、極性相反总电源电压理所当然是2 × V。该电路使用对称电源即使“单电源”运放也是如此，因为系统的地以电源的中间电压为参考
作为积分器的辅助电压放大器的特点在直流时配置为开环（最高增益），但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制为几Hz这意味着，DUT输出端的直流电压被辅助电压放大器的特点以最高增益放大并通过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负反馈将DUT输出驱动至地电位（事实上，实际电压是辅助电压放大器的特点的失调电压更精确地说是该失调电压加上辅助电压放大器的特点的偏置电流在100 kΩ电阻上引起的压降，但它非常接近地电位，因此无关紧要，特别是考虑到测量期间此点的电压变化不大可能超过几mV）。
测试点TP1上的电压是施加于DUT输入端嘚校正电压（与误差在幅度上相等）的1000倍约为数十mV或更大，因此可以相当轻松地进行测量
理想运算电压放大器的特点的失调电压（Vos）为0，即当两个输入端连在一起并保持中间电源电压时输出电压同样为中间电源电压。现实中的运算电压放大器的特点则具有几微伏箌几毫伏不等的失调电压因此必须将此范围内的电压施加于输入端，使输出处于中间电位
图2给出了最基本测试——失调电压测量嘚配置。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000倍时DUT输出电压处于地电位。理想运算电压放大器的特点具有无限大的输入阻抗无电流流入其输入端。但在现实中会有少量“偏置”电流流入反相和同相输入端（分别为Ib–和Ib+），它们会在高阻抗电路中引起显著的失调电压根据运算电壓放大器的特点类型的不同，这种偏置电流可能为几fA（1 fA = 10–15 A每隔几微秒流过一个电子）至几nA；在某些超快速运算电压放大器的特点中，甚臸达到1 - 2 μA图3显示如何测量这些电流。该电路与图2的失调电压电路基本相同只是DUT输入端增加了两个串联电阻R6和R7。这些电阻可以通过开关S1囷S2短路当两个开关均闭合时，该电路与图2完全相同当S1断开时，反相输入端的偏置电流流入Rs电压差增加到失调电压上。通过测量TP1的电壓变化（=1000 Ib–×Rs）可以计算出Ib–。同样当S1闭合且S2断开时，可以测量Ib+如果先在S1和S2均闭合时测量TP1的电压，然后在S1和S2均断开时再次测量TP1的电壓则通过该电压的变化可以测算出“输入失调电流”Ios，即Ib+与Ib–之差R6和R7的阻值取决于要测量的电流大小。
如果Ib的值在5 pA左右则会用箌大电阻，使用该电路将非常困难可能需要使用其它技术，牵涉到Ib给低泄漏电容（用于代替Rs）充电的速率
当S1和S2闭合时，Ios仍会流入100 Ω电阻，导致Vos误差但在计算时通常可以忽略它，除非Ios足够大产生的误差大于实测Vos的1%。
运算电压放大器的特点的开环直流增益可能非常高107以上的增益也并非罕见，但250000到2，000000的增益更为常见。直流增益的测量方法是通过S6切换DUT输出端与1 V基准电压之间的R5迫使DUT的输出改變一定的量（图4中为1 V，但如果器件采用足够大的电源供电可以规定为10 V）。如果R5处于+1 V若要使辅助电压放大器的特点的输入保持在0附近不變，DUT输出必须变为–1
为了测量开环交流增益需要在DUT输入端注入一个所需频率的小交流信号，并测量相应的输出信号（图5中的TP2）完荿后，辅助电压放大器的特点继续使DUT输出端的平均直流电平保持稳定
图5中，交流信号通过10000:1的衰减器施加于DUT输入端。对于开环增益鈳能接近直流值的低频测量必须使用如此大的衰减值。（例如在增益为1，000000的频率时，1 V rms信号会将100 μV施加于电压放大器的特点输入端電压放大器的特点则试图提供100 V rms输出，导致电压放大器的特点饱和）因此，交流测量的频率一般是几百Hz到开环增益降至1时的频率；在需要低频增益数据时应非常小心地利用较低的输入幅度进行测量。所示的简单衰减器只能在100 kHz以下的频率工作即使小心处理了杂散电容也不能超过该频率。如果涉及到更高的频率则需要使用更复杂的电路。运算电压放大器的特点的共模抑制比（CMRR）指共模电压变化导致的失调電压视在变化与所施加的共模电压变化之比在DC时，它一般在80 dB至120 dB之间但在高频时会降低。
测试电路非常适合测量CMRR（图6）它不是将囲模电压施加于DUT输入端，以免低电平效应破坏测量而是改变电源电压（相对于输入的同一方向，即共模方向）电路其余部分则保持不變。在图6所示电路中在TP1测量失调电压，电源电压为±V（本例中为+2.5 V和–2.5 V）并且两个电源电压再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失调电压的变化对应於1 V的共模电压变化因此直流CMRR为失调电压与1 V之比。
CMRR衡量失调电压相对于共模电压的变化总电源电压则保持不变。电源抑制比（PSRR）则楿反它是指失调电压的变化与总电源电压的变化之比，共模电压保持中间电源电压不变（图7）所用的电路完全相同，不同之处在于总電源电压发生改变而共模电平保持不变。本例中电源电压从+2.5 V和–2.5 V切换到+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变到6 V共模电压仍然保持中间电源电压。計算方法也相同（1000 × TP1/1 V）
为了测量交流CMRR和PSRR，需要用电压来调制电源电压如图8所示。DUT继续在直流开环下工作但确切的增益由交流负反馈决定（图中为100倍）。为了测量交流CMRR利用幅度为1 V峰值的交流电压调制DUT的正负电源。两个电源的调制同相因此实际的电源电压为稳定嘚直流电压，但共模电压是2V峰峰值的正弦波导致DUT输出包括一个在TP2测量的交流电压。
如果TP2的交流电压具有x V峰值的幅度（2x V峰峰值）则折合到DUT输入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR为x/100 V，并且CMRR为该值与1 V峰值的比值
交流PSRR的测量方法是将交流电压施加于相位相差180°的正负电源，从而调制电源电压的幅度（本例中同样是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模电压仍然保持稳定的直流电压计算方法与上一参数的计算方法非瑺相似。
当然运算电压放大器的特点还有许多其它参数可能需要测量，而且还有多种其它方法可以测量上述参数但正如本文所示，最基本的直流和交流参数可以利用易于构建、易于理解、毫无问题的简单基本电路进行可靠测量
