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ir2130应用电路及工作原理
ir2130应用电路及工作原理
VB1～VB3：是悬浮电源连接端，通过自举电容为3个上桥臂功率管的驱动器提供内部悬浮电源，VS1～VC3是其对应的悬浮电源地端。 HIN1～HIN3、LIN1～LIN3：逆变器上桥臂和下桥臂功率管的驱动信号输入端，低电平有效。
ITRIP：过流信号检测输入端，可通过输入电流信号来完成过流或直通保护
CA-、CAO、Vso：内部放大器的反相端、输出端和同相端，可用来完成电流信号检测。
HO1～HO3、LO1～L03：逆变器上下桥臂功率开关器件驱动器信号输出端。
FAULT：过流、直通短路、过压、欠压保护输出端，该端提供一个故障保护的指示信号。它在芯片内部是漏极开路输出端，低电平有效。Vcc、Vss：芯片供电电源连接端，Vcc接正电源，而Vss接电源地。
3 IR2130内部结构及其工作原理
IR2130的内部结构如图2所示，它的内部集成有1个电流比较器CURRENT COMPARATOR，1个电流放大器CURRENT AMP，1个自身工作电源欠压检测器UNDERVOLTAGE DETECTOR，1个故障处理单元FAULT LOGIC及1个清除封锁逻辑单元CLEAR LOGIC。除上述外，它内部还集成有3个输入信号处理器INPUT SIGNAL GEN-ERATOR两个脉冲处理和电平移位器PULSE GENERATOR LEVEL SHIFTER，3个上桥臂侧功率管驱动信号锁存器LATCH，3个上桥臂侧功率管驱动信号与欠压检测器，U. V DETECTOR及6个低输出阻抗MOS功率管驱动器DRIVER和1个或门电路。正常工作时，输入的6路驱动信号经输入信号处理器处理后变为6路输出脉冲，驱动下桥臂功率管的信号L1～L3经输出驱动器功放后，直接送往被驱动功率器件。而驱动上桥臂功率管的信号H1～H3 先经集成于IR2130内部的3个脉冲处理器和电平移位器中的自举电路进行电位变换， 变为3路电位悬浮的驱动脉冲，再经对应的3路输出锁存器锁存并经严格的驱动脉冲与否检验之后，送到输出驱动器进行功放后才加到被驱动的功率管。一旦外电流发生过流或直通，即电流检测单元送来的信号高于0.5V时，则IR2130内部的电流比较器迅速翻转，促使故障逻辑处理单元输出低电平，一则封锁3路输入脉冲信号处理器的输出，使IR2130的输出全为低电平，保护功率管；另一方面，同时IR2130的FAULT脚给出故障指示。同样若发生IR2130的工作电源欠压，则欠压检测器迅速翻转，也会进行类似动作。发生故障后，IR2130内的故障逻辑处理单元的输出将保持故障闭锁状态。直到故障清除后，在信号输入端LIN1～LIN3同时被输入高电平，才可以解除故障闭锁状态。
当IR2130驱动上桥臂功率管的自举电源工作电压不足时，则该路的驱动信号检测器迅速动作，封锁该路的输出，避免功率器件因驱动信号不足而损坏。当逆变器同一桥臂上2个功率器件的输入信号同时为高电平，则IR2130输出的2路门极驱动信号全为低电平，从而可靠地避免桥臂直通现象发生。
4 采用IR2130的逆变器电路结构
采用IR2130芯片驱动逆变器功率管时，其基本主电路结构不需要改变，仍可用典型的三相电压型逆变器电路，为便于表示，图3画出了IR2130驱动其中1个桥臂的电路示意图，图中C1是自举电容，为上桥臂功率管驱动的悬浮电源存储能量，D1的作用防止上桥臂导通时的直流电压母线电压到IR2130的电源上而使器件损坏，因此D1应有足够的反向耐压，当然由于D1与C1串联，为了满足主电路功率管开关频率的要求，D1应选快速恢复二极管。R1和R2是IGBT的门极驱动电阻，一般可采用10到几十欧。R3和R4组成过流检测电路，其中R3是过流取样电阻，R4是作为分压用的可调电阻。IR2130的HIN1～HIN3、LIN1～LIN3作为功率管的输入驱动信号与单片机连接，由单片机控制产生PWM控制信号的输入，FAULT与单片机外部中断引脚连接，由单片机中断程序来处理故障。
其容量取决于被驱动功率器件的开关频率、占空比以及充电回路电阻，必须保证电容充电到足够的电压，而放电时其两端电压不低于欠压保护动作值，当被驱动的开关频率大于5kHz时，该电容值应不小于0.1μF，且以瓷片电容为好。
5 实验及结果分析
在完成上述硬件设计的基础上，本文采用特定谐波消除式PWM控制策略［2］ ，使逆变器拖动1台1.1kW的感应电机运行，并进行了短路、电机堵转等实验，证明采用IR2130驱动的逆变器性能稳定，能可靠地实现过流和短路保护。图4是电机在50Hz空载条件下，用数字示波器TDS220记录的稳态电压和电流波形。
本文采用IR2130器件实现单芯片单电源供电的三相逆变器的驱动，只要合理地选择浮充电容，驱动电路工作十分可靠，它不仅使电路结构简单，可靠性提高，而且可以可靠地实现短路、过流、欠压和过压等故障保护。
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逆变电路的应用
逆变电路简介
&&& 逆变是指将低电压变为高电压,把直流电变为交流电的电路,它与整流电路相对应,是通用器的核心部件之一,有非常重要的作用.它的基本作用是在的控制下,将中间的直流电路输出的转换为频率和电压都任意可调的交流.
逆变电路的工作原理
&&& 桥式逆变各臂由理想T1～T4组成(图1).它们的开关状态由加于其控制极的电压信号决定.桥式电路的PN端加入直流电压Ud,A、B端接向负载.当T1、T3关合而T2、T4打开时,u0=Ud;相反,当T2、T4关合而T1、T3打开时,u0=-Ud.于是当桥中各臂以频率 f(由控制极电压信号重复频率决定)轮番通断时,输出电压u0将成为交变方波,其幅值为Ud.重复频率为f如图2所示,其基波可表示为
&&& 由式可见,控制信号频率f可以决定出端频率,改变电压Ud可以改变基波幅值,从而实现逆变的目的.
逆变电路的分类
&&& 随着用电设备不断发展,用电设备对交流性能参数也有很多不同的要求,发展称为多种逆变,大致可以按照以下方式分类:
&&& ①按输出电能的去向分,可分为有源逆变电路和无源逆变电路.前者输出的电能不返回公共交流电网,后者输出的电能直接输向用电设备.
&&& ②按性质可分为由电压型直流电源供电的电压型逆变电路和由电流型直流电源供电的电流型逆变电路.
&&& ③按主电路的器件分,可分为:由具有自关断能力的全控型器件组成的全控型逆变电路;由无关断能力的半控型器件(如普通)组成的半控型逆变电路.半控型逆变电路必须利用换流电压以关断退出导通的器件.若换流电压取自逆变负载端,称为负载换流式逆变电路.这种电路仅适用于容性负载;对于非容性负载,换流电压必须由附设的专门换流电路产生,称自换流式逆变电路.
&&& ④按电流波形分,可分为正弦逆变电路和非正弦逆变电路.前者器件中的电流为正弦波,其开关损耗较小,宜工作于较高频率.后者开关器件电流为非正弦波,因其开关损耗较大,故工作频率较正弦逆变电路低.
&&& ⑤按输出相数可分为单相逆变电路和多相逆变电路.
逆变电路的常见问题
&&& 1.换流方式各有那几种?各有什么特点?
&&& 答:换流方式有4种:
&&& 器件换流:利用全控器件的自关断能力进行换流.全控型器件采用此换流方式.
&&& 电网换流:由电网提供换流电压,只要把负的电网电压加在欲换流的器件上即可.
&&& 负载换流:由负载提供换流电压,当负载为电容性负载即负载电流超前于负载电压时,可实现负载换流.
&&& 强迫换流:设置附加换流,给欲关断的强迫施加反向电压换流称为强迫换流.通常是利用附加电容上的能量实现,也称电容换流.
&&& 晶闸管电路不能采用器件换流,根据电路形式的不同采用电网换流、负载换流和强迫换流3种方式.
&&& 2.无源逆变电路和有源逆变电路有何不同?
&&& 答:两种电路的不同主要是:
&&& 有源逆变电路的交流侧接电网,即交流侧接有.而无源逆变电路的交流侧直接和负载联接.
&&& 3.什么是电压型逆变电路?什么是电流型逆变电路?二者各有什么特点.
&&& 答:按照逆变电路直流测电源性质分类,直流侧是电压源的称为逆变电路称为电压型逆变电路,直流侧是的逆变电路称为电流型逆变电路
&&& 电压型逆变电路的主要特点是:
&&& ①直流侧为电压源,或并联有,相当于电压源.直流侧电压基本无脉动,直流回路呈现低阻抗.
&&& ②由于直流电压源的钳位作用,交流侧输出电压波形为矩形波,并且与负载阻抗角无关.而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同.
&&& ③当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率,直流侧电容起缓冲无功能量的作用.为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道,逆变桥各臂都并联了反馈.
&&& 电流型逆变电路的主要特点是:
&&& ①直流侧串联有大,相当于电流源.直流侧电流基本无脉动,直流回路呈现高阻抗.
&&& ②电路中器件的作用仅是改变直流电流的流通路径,因此交流侧输出电流为矩形波,并且与负载阻抗角无关.而交流侧输出电压波形和相位则因负载阻抗情况的不同而不同.
&&& ③当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率,直流侧电感起缓冲无功能量的作用.因为反馈无功能量时直流电流并不反向,因此不必像电压型逆变电路那样要给开关器件反并联二极管.
液晶LCD高压逆变电路原理
&&& 液晶显示器的CCFL需要高交流电压才能够点亮,但是电源或者是外置电源提供电压也只能达到十几伏,这就需要一个电压转换电路来将电源电压转换成为CCFL才能正常工作需要的电压,这个电路也就是高压逆变电路(即Inverter).目前高压逆变电路应用最多的芯片有TLl451、等,其组成方框图如图1所示.
&&& 从图1可知液晶显示器的高压逆变电路和TWO WAY架构的CRT显示器高压电路差不多,所不同的是LCD高压电路多了亮度调节的控制接口,输出电压比较低(最高不过2kV),采用的多是,体积非常小,最终输出的是高频正弦交流电,而非CRT显示器高压电路所需要的直流电.本电路故障率高居液晶显示器故障之首,本期通过对一款采用TL1451为控制芯片的四灯电路的剖析来介绍高压逆变电路的维修方法.图2是松下液晶显示器高压板电路图.
&&& TLl451芯片在电源电路、LCD显示器高压逆变电路都有广泛的应用,该芯片由基准电源、对称三角波、误差、定时器和PWM比较器等部分组成.利用它可以组成各种和控制系统,不仅能使开关电源和控制系统简化,容易维修,降低成本,而且更重要的是能降低系统的故障率,提高系统设备运行的可靠性.它适应电源电压范围宽,可以在3.6～40V的单电源下工作,具有短路和低电压误动作保护电路.为了便于读者理解其工作原理,给出内部结构图如图3所示.
&&& 从图2可知,这是一个采用两两并联方式的四灯驱动电路,两个主驱动电路结构基本相同,本文以IC2这路为例,来讲述其工作原理.
&&& 1.Inverter启动
&&& 在需要点亮显示器时,CN1的第⑤脚接收到控制电路传来的高电平开启指令,此高电平加到Q1的④脚,该脚接受的高电平最终使其②一③脚间的导通,供给的+14V电压通过Q1的②一③脚加到PWM控制芯片IC2(TL1451)的电源供电⑨脚,C1、C29是IC2的供电滤波电容,当其上电压超过时,TL1451内部三角波开始振荡,从⑩脚输出脉宽受控的驱动脉冲,控制Q3、Q2的导通程度,即提供给Q4可变的工作电压,Q4及T1组成的耦合自激振荡电路得电工作,产生点亮CCFL所需要的高频高压.
&&& Q1型号为FMC2,是SMD封装的双元件,内含偏置器,维修时如没有原装配件可以采用分立元件按照其内部结构组合代替,T1、T2分别选用2N1代替,电阻取值均为22kΩ.Q3的型号为FMY1,是SMD封装的孪生元件,不含偏置,内部三极管基本参数为60V 150mA300mW;PNP管ft=140MHz、NPN管ft=180MHz,维修时没有原装配件可以参考此参数选择代用元件.
&&& 2.T1451的工作过程
&&& TLl451加电后,其内部基准电压源先工作,此时输出有温度补偿的2.5V基准电压.该电压不但供给TL11451片内所需,还通过⑩脚供给片外作基准电压.然后启动其内部三角波振荡器.其振荡频率由①、②脚外接的定时电阻Rt、定时电容Ct大小决定.本电路当Ct=680pF,Rt=15k1)时,从芯片①、②脚输出三角波频率为98kHz,其幅度为1.4～2.0V.三角波振荡器产生的对称三角波加到PWM比较器1和PWM比较器2,经过变换整形后从⑦、⑩脚输出PWM脉冲(本电路⑦脚输出未用).
&&& 由于CCFL启动时需较高电压才能点亮,因此在启动时供给后级高压振荡电路的供电电压也要较高.TLl451从⑩脚输出脉宽受控的驱动脉冲,控制Q3、Q2的导通程度,来提供给Q4可变工作电压.这样启动时就要求⑩脚输出的脉冲宽度必须较宽才行,而长时间导通会对开关调整管Q2不利.因此本机通过R8、R5、D11这几个元件在启动瞬间改变⑩脚脉冲频率,从而满足启动CCFL时高压供电的需求.在启动瞬间L1右侧电压为零或较低(在亮度设定较低唤醒时),经过R8、R5的电流不足以使D11导通,此时定时电容由C26、C27串联组成,由于电容串联后容量变小(本例为340pF),因此三角波振荡器振荡频率升高.达到CCFL启动电压要求后,D11导通(C27短路),定时电容仅由C26完成,三角波振荡器振荡频率降低.
&&& TL1451具有性能一致的两个误差放大器,输出的PWM脉冲宽度受误差放大器输出电平影响,因此改变误差放大器输入端的电平就可以控制其.PWM脉冲宽度.本机是通过改变其④脚与13脚的电平来实现的.
&&& 3.亮度调节及逆变供电电路
&&& 亮度调节及逆变供电电路由IC3、Q3、Q2、D1、D2、L1及其他外围元件组成.其主要作用是为末级输出电路提供受控的供电电压,以便于实现亮度调节.控制电路将亮度调节信号以PWM脉冲的方式给IC3的③脚即运放同相输入端,其输出端与反相输入端短接,组成一个电压增益为1的放大器,将亮度调节电平放大后,经过D9隔离、R23、C21积分后,通过R22、R34送入IC2的④、⑩脚,调整PWM脉冲宽度,即改变了末级高压形成电路的供电电压,最终改变了高压幅度,也就改变了CCFL的亮度,实现亮度调节的目的.IC2⑩脚输出的PWM脉冲经Q3缓冲放大后激励Q2,Q2工作于开关状态.Q2、L1、D1、D2组成滤波型降压开关电路.Q2导通时,+14V向L1及后级负载供电,L1中的电流并不能立即消失,由于其自感作用,其电压极性反转,储存在L1中的能量将通过续流向负载供电.开关频率一定时,Q2导通时间长短决定了输出电压的高低.
&&& 4.末级高压形成电路
&&& 末级高压形成电路由Q4、T1、C3等元件组成,这是一个典型的变压器耦合自激振荡电路.电路靠变压器原、副绕组同名端的正确连接来满足自激振荡的相位条件,即满足正反馈条件.而振幅条件的满足,一是靠合理选择电路参数,使放大器建立合适的静态工作点,其次是改变反馈绕组的匝数,或它与初级绕组之间的耦合程度,以得到足够强的反馈量.稳幅作用是利用晶体管的非线性来实现的.Q4为SMD封装的双三极管结构,其内部具有两个性能完全一致的NPN型三极管(原型号为2SD1802,参数为60V 3A 1.5W).T1副边绕组感生的高压通过C5、C6及CN2给CCFL供电.因为变压器耦合自激振荡电路振荡波形为标准的正弦波,恰好适合CFL的供电要求,因此可以简化末级电路的设计.
&&& 5.保护电路
&&& TL1451内部具有定时锁定式短路保护电路,其②、12脚内部的比较检测器具有两个反相输入端和一个同相输入端,它能分别检测出两个误差放大器输出电压的大小,只要其中一个小于基准电压的一半(1/2Vref=1.25V)时,电压比较器的输出即为高电平.该输出电压触发定时回路,从而使基准电压通过15脚向电容C23充电;当C23上的电压达到晶体管的基一射电压(O.6V)时,误差放大器的输出还没有恢复到正常电压范围,锁定电路置位.锁定电路一旦置位,输出激励晶体管基极偏置被切断,停止PWM脉冲输出,从而保护了后级电路和设备.
&&& 过压保护:当意外原因造成末级高压形成电路供电电压超过15V时,有可能造成T1或CCFL损坏,此时ZDl击穿,IC2的11脚(死区时间调整端)电压超过2.5V,其PWM脉冲占空比为O,末级高压形成电路失电.
&&& 欠压保护:系统刚上电或者意外原因使IC2供电电压不足时,其输出驱动晶体管很可能因为导通不良而损坏,因此IC2内部设置了欠压保护电路.
&&& 高压过流保护:Inverter高压通过CCFL后在R9上产生随工作电流变化的交流电压,电流越大,R9两端电压越高,此电压经过D}整流、c8滤波后与亮度调节电压作用于相同的控制电路上.当CCFL电流超过设定值时,经过R34加到IC2④脚电压升高,内部误差放大器输出电平超过1.25V,定时电路开始工作,C23开始充电.同时经R34、R33加到IC2⑤脚电压也升高,当C23上电压达到0.6V时锁定式短路保护电路启动,在未达到保护值时还用作误差放大器的取样,以便IC内部据此调整输出脉冲的PWM宽度,给CCFL提供一个比较稳定的电流.
&&& 液晶显示器高压逆变电路故障率高,布局紧凑,许多电路采用的是双面PCB板,因此查找具体元件或走线都比较困难.由于末级很难购买到,因此对一些高压板单独设计的电路(如笔记本电脑),都采用更换整板的方法进行维修,即所谓板级维修,维修成本视驱动CCFL数目不同约在30～100元之间.在电源、高压一体化设计的机型中,多由于空间所限或查找接口不易,还是提倡采用更换单个故障元件的方法来维修
16位单片机的逆变电路系统的设计
&&& 1、引言
&&& 随着用电设备的越来越普及,在各行各业的应用日益广泛,下面为大家介绍一种以16位8XC196MC为内核的逆变电源系统设计.8XC196MC片内集成了一个三相波形WFG,这一外设装置大大简化了产生同步脉宽调制波形的控制软件和外部硬件,可构成最小单片机系统同时协调完成SPWM波形生成和整个系统的检测、保护、智能控制、通讯等功能.
&&& 2、电源系统的基本原理
&&& 该电源由蓄输入24V直流电,然后通过桥式逆变逆变成SPWM波形,经低通得到正弦波输出.SPWM波形由8XC196MC的3相波形发生器WFG产生,可输出所需电压和频率的正弦波.
&&& 3、系统硬件设计
&&& 该逆变电源系统可实现调频、调压功能.通过A/D转换,自动反馈调节电压,使输出波形稳定.三相电压值、频率可用显示,通过使用MAX232E可与PC机通讯,实现远程控制与监测.该系统的硬件框图如图1所示.
&&& 3.1& SPWM波形产生电路
&&& SPWM波形是由8XC196MC的专用寄存器WFG控制下完成的.
&&& WFG的功能特点:
&&& 片内有3个同步的PWM模块,每个模块包含一个相位比较寄存器、一个无信号时间(dead time)发生器和一对可编程的输出.WFG可产生独立的3对PWM波形,但它们有共同的载波频率、无信号时间和操作方式.一旦起动以后,WFG只要求CPU在改变PWM的占空比时加以干预.
&&& WFG的工作原理:
&&& 1.时基发生器为SPWM建立载波周期.该周期值取决于WG-RELOAD的值;
&&& 2.相位驱动通道决定SPWM波形的占空比,可编程输出,每个相位包含一个可编程的无信号时间发生器;
&&& 3.控制电路用来确定工作模式和其它寄存器配置信息.
&&& WFG有2种中断:WFG中断和EXTINT中断.
&&& WFG中断是重装载WG-COUNT时产生.不同的工作方式,有不同的重装载方式,每个PWM周期,方式0在WG-COUNT=WG-RELOAD时产生一次WFG中断,方式1在WG-COUNT=WG-RELOAD和WG-COUNT=1时都产生中断.
&&& EXTINT中断由保护电路产生.可编程设置产生中断的方式,在整个系统检测过流信号,保护电力器件.
&&& 3.2 驱动与保护电路
&&& 按照传统的驱动电路的设计,器件的开关动作需要靠独立的驱动电路来实现,并且要求驱动电路的供电电源要彼此隔离,这无疑增加了硬件电路的设计困难,降低了逆变电路的可靠性.为解决上述问题,本文选用了美国IR公司的IR2130.该芯片采用自举驱动方式,悬浮沟道设计使其能驱动母线电压小于600v的,开关频率可以从几十赫兹到数百千赫兹.其内部自举技术的巧妙运用,可使其应用于高压系统,还可以对上下桥臂器件的门极驱动信号产生2微秒的互锁信号,而且设置了欠压保护功能,可方便的设计出过压、过流保护.
&&& 在实际应用中应该注意一些问题,尤其是要严格设计选用自举和自举电容.自举二极管的恢复时间很重要,本设计采用快速恢复二极管,其耐压值一定要大于母线峰值.自举电容的容量由功率管的栅极驱动要求和最大开通时间决定,必须保证电容充电到足够的电压,而放电时其两端电压不低于欠压保护动作值,一般驱动开关频率大于5K赫兹时,电容不应该小于0.1& .电源电容容量的匹配也十分重要,其值至少是自举电容的十倍.芯片内部自带过流保护功能,一旦发生过流或直通故障,能迅速关断PWM输出.
&&& 该器件只要合理的选择自举电容,电源电容,自举二极管,驱动电路工作十分可靠.
&&& 3.3显示与通信接口
&&& 显示部分采用HD7279A同时驱动8位,该芯片完全由单片机控制,接口简单,控制方式灵活.
&&& 显示内容:三相电压,三相电流,频率,各种保护状态.
&&& 与PC机通信使用MAX232E进行电平交换,该芯片产生TTL(单片机侧)电平和RS-232(PC机侧)电平.串行通信口通过MAX232E与PC机串行口相连.
&&& 系统软件设计
&&& 图2&& 软件结构框图
&&& 软件程序设计是整个逆变电源系统的核心,它决定逆变电源输出的特性,如:电压范围及稳定度、谐波含量、保护功能的完善、可靠性等.软件框图如图2所示.
&&& 4.1 初始化
&&& 计算一个周期内的正弦脉宽值,初始化I/O口和WFG波形发生器,设置载波周期和死区时间.
&&& 在方式0中,载波周期TC的计算公式为:
&&& Tc =(2×WG-RELOAD)/Fxtal (μs)
&&& 在忽略无信号时间的情况下,占空比为:
&&& 占空比=(WG-COMPx/WG-RELOAD)×100%
&&& 4.2频率调节和输出电压调节
&&& 通过改变WG-RELOAD中的时间常数,可调节输出频率.通常保持同步调制关系,即频率调制比不变,mf=常量.在频率调节过程为保证输出电压不变,在改变G-RELOAD 内容的时,按比较地改变WG-COMPx 中的值.
&&& 由于负载的变化,输出电压是不稳定的.要达到良好的动态稳压特性,采用输出电压反馈闭环控制.采用算法为增量数字PID:
&&& u(k)=u(k)-u(k-1)=kp[e(k)-e(k-1)]+k1e(k)+kD[e(k)-2e(k-1)+e(k-2)]
&&& 按PID的结果修正各开关周期的脉宽,可以达到调节电压目的.
&&& 4.3对外串行接口程序
&&& 8XC196MC单片机的串行通讯方式在实际应用中效果非常好,其灵活性和实用性是其它独立串口所无法比拟的.利用EPA和PTS实现串行通讯可完成与PC机的RS232方式的通信,进行数据的发送、上传.
&&& 5、实验分析
&&& 采用以上方案,制造了一台样机进行试验.实验参数为:直流24V电压输入,载波频率9.6KHZ,主回路功率管IRF540,直流侧电容C=470uF,的匝数比1:10,输出Lf=6mH,输出滤波电容Cf=30uF.
&&& 图3为试验输出波形:
&&& 图3& 输出电压波形
&&& 6、结论
&&& 该电源设备结构合理,体积小、成本低、稳定.试验表明,逆变电源输出波形好,可实现调压调频,动态特性好,可靠性高.本文的创新点在于控制电路大为简化并且实现了全数字化,其系统能智能控制及远程监测.
使用晶闸管设计的大型逆变电路
&&& 逆变在各行各业中使用越来越广泛,而逆变电路中现在常用的一般分5种,分别是有功率(GTR)、功率( )、开关断(GTO)、普通型和快速型晶闸管(SCR).近年来新的器件绝缘栅双极型晶体管(TGBT)使用范围也越来越广了,它们和开关反并联构成各种逆导型开关管.GTR、 MOSFET、GTO、IGBT等在控制极信号控制下导通,当控制极信号撤除后(GTO为加反向电压),就自行关断,所以它们是可控关断元件.由它们构成图1的开关,就可以用控制信号方便地控制导通与关断切换.但是可控关断元件的单只容量还较小,价格也还十分昂贵,在大功率的上的应用还较少.容量较大的半导体开关器件主要是晶闸管,价格也便宜,所以目前已在应用的较火容量的逆变器多是晶闸管逆变器.晶闸管在控制极的触发信号作用下,一经导通,若使其关断,必须使阳极电流过零后再施加一定时间的反向电压才行,因而需要有换流电路,使晶闸管强迫关断.本文介绍的晶闸管逆变器是一种带有辅助晶闸管换相式电流型逆变电路,能够在较宽广的频率范围内准确可靠地强迫晶闸管关断,成功实现换相,并且结构简单,容易实现.目前,该电路已在工业中得到应用.
&&& 1.逆变电路构成
&&& 图2是电流型逆变器的主电路图,主要由、晶闸管、换相电容、换相组成.图2左端的直流输入是交流整流后经大电感滤波,无功能量由滤波电感L吸收,电流id方向保持不变、大小近于恒定.可以看作是直流供电.在逆变器工作时,负载电流近似为幅值为输入电流的方波电流.由于电流恒定,主臂晶闸管V1、V2、V3、V4不需要并联反馈二极管.辅助晶闸管V11、V12、V13、V13和换相电容C1、C2换相电感L1、L2构成换流环节.二极管V5、V6,电容C3,R及U构成过电压抑制回路.
&&& 2.逆变电路工作原理
&&& 滤波电感L滤波储能,换相电容C1、C2的容量为C,换相电感L1、L2的电感值为L.在换流时输入电流id近似看作是,负载为电阻性负载.以下分析V1、V4导通,向V2、V3换流的过程.
&&& (1)换流前状态
&&& V1、V4导通,电流经V1、负载、V4流通,负载电流io=id,电压uo=eo=Uo.电容C1、C2被充电,电压为uc1=uc2=uco,极性如图2中所示,为关断V1、V4作好准备.
&&& (2)主晶闸管关断阶段
&&& 当触发V11、V14时,V11导通,将uc1加到V1,使V1关断;同理V14导通,uc2使V4承受反压关断.此阶段换相电容电压为
&&& (3)电容恒流放电、充电阶段
&&& 这个阶段从V1,V4关断开始,由于滤波电感L的作用,C1,C2继续放电,电流id经V11、L1、C1、 负载、C2、L2、V14流通,C1、C2电压逐渐降为零,然后在恒电流下反向充电.此阶段,换相电容C1、C2电压为
&&& 负载在恒流id的作用下,两端电压uo保持不变,即
&&& 电压eo为L1、C1、负载、C2、L2的电压和,由于id恒定,L1、L2的感应电压值较小,约为零,暂不计,所以
&&& 在这阶段,当eo大于过压限制U时,恒流源将通过V5向电容C3充电,使eo降低,同时流过V11、L1、C1、负载、C2、L2、V14的电流将减少.
&&& (4)主晶闸管开通阶段
&&& 触发V2、V3导通,电流将分三条支路流通,一条是经V11、L1、C1、V3支路,此时eO大于-uc1,继续向电容C1充电,另一条是经V2、C2、L2、V14支路,由于eo大于-uc2,继续向电容C2充电,第三条是经V2、负载、V3支路,负载承受反向电压-co,电流io迅速反向聚增.电压eo受恒流源id的限制,迅速减小到正常水平,当eo小于-uc1=-uc2=Uco时,V11、V14自然关断,电容C1、C2充电完成,为下一次关断V13、V12作好准备,此时换流完成,只剩余V2、负载、V3支路流通,负载电流io=-id.
&&& V2、V3导通,向V1、V4换流过程与上述相似.
&&& 3.换相电容换相电感参数选取
&&& 由逆变电路分析可知,当V1、V4关断时,换相电容电压还必须大于等于零,此时放电电流大于等于原V1、V4流通时的电流,否则关不断V1、V4,换相电容电压、电流应满足下列关系式.
&&& 考虑最极端的情况,当换相电容电压为零时,放电电流达到最大值并等于id,此时逆变主晶闸管刚好关断,所选择的C为最小值Cmin,L为最大值Lmax,如下式.
&&& 取UCO等于逆变器额定输出电压Ud,id等于逆变器额定输出电流Id,代入上式,得到:
&&& 式中t1为逆变主晶闸管关断时间,一般按晶闸管给出的关断时间tq再加裕量来选取.从上两式可看出,t1越小,C和L都可以减小,因此,若选取快速关断晶闸管,换相电容和换相电感的容量都可减小,并且可提高逆率.
&&& 换相电容、换相电感的参数选取范围较宽,一般可根据实际的使用情况、试验和经验来确定.当换相电感为回路固有电感时,在合适的电流输出情况下,换相电容容量小时,换相电容充得的电压较高,换相电容容量大时,换相电容充得的电压较低.如逆变器输出500A、±40V时,换相电感为线路自身电感时,当换相电容为500 μF时,换相电容充电稳定后电压有150 V,当换相电容选择2000μF时,换相电容充电稳定后电压为70V.图4是换相电容为500μF时,逆变器输出±40V、500A电流时的换流过程,从图中可看出,换相电容持续充电的后期,过电压抑制回路电流突然增加,致使流过换相电容和负载的电流减小到零,当换流主晶闸管开通时,负载回路的反向电流才从零升到稳定值,从逆变器输出电流波形可看出,换流时不干脆,中间出现停顿,这是由于换相电容容量较小的缘故,换相电容在恒流源充电下,电压升得很高,超过限压值而使电流分流.图5是换相电容为2000 μF时,逆变器输出±40V、500 A电流时的换流过程,从图中可看出,换相电容持续充电一直到换流主晶闸管开通时才开始下降,负载电流也才开始换流,其换流的时间稍微较长了些,这是因为换相电容容量大,充得的电压较低,换流主晶闸管开通时,还在继续充电的缘故.
&&& 4.试验波形
&&& 逆变电路主臂上采用,换相电容为2000μF,换相电感为线路自身电感时,试验曾做到输出1000A,±50V,频率200Hz,正负脉冲占宽比为2:3和3:2,逆变器仍能稳定输出.图6是逆变器输出166.6Hz,正负脉冲占宽比为1:1的1000 A电流波形图.
&&& 图7是逆变器在电阻性负载下输出1000A、±40V,频率5Hz,正负脉冲占宽比为1:9的电压和电流波形.图8是逆变器在偏容性负载下输出2000A、±20V,频率5Hz,正负脉冲占宽比为1:9的电压和电流波形,这种输出波形的逆变器目前已在工业中得到应用.
&&& 5.结论
&&& 电流型逆变电路适用于动态要求高、调频范围较大的场合.本文介绍的电流型逆变电路容易实现,构成简洁,并且具有输出功率大,发生短路时危险性较小,换流时间短,对晶闸管关断时间的要求不高等优点,是一种较理想的电路.
汽车HID前照灯中逆变电路的设计和分析
&&& 汽车在不断日益更新当中,HID汽车前照灯以其光效高,显色性好,寿命长等优点得到了广泛的关注.当然与之配套的器件也成为当前的一个研究热点.电子在HID中承担了重大的责任,因为大部分汽车的HID灯为交流灯,所以电子镇流器必须提供交流电流和交流电压.大多数都为两级式的电子镇流器采用逆变作为输出端.
&&& 为了抑制HID灯,特别是短弧的声共振问题,经常采用低频交流方波供电[1-3]的策略,但为了快速点灯以及维弧,在点灯的开始阶段,逆变电路的工作模式与过渡和稳定阶段的工作模式都还存在着很大的不同.总结如下:①在启动阶段,选择某一对角开通,以保证可靠启动.②在预热和维弧阶段,通常只需一个周期,即可保证辉光向弧光的稳定过渡.一个周期的长度与灯启动时刻的状态,即冷灯启动.还是热灯启动有关,也与灯的老化程度有关.一般来说,冷灯启动时,预热的周期短,而灯熄灭后,短时等待再启动情况下的周期长;老化严重的灯预热周期长.为了避免电极的不对称烧损.控制程序必须保证每个半波中的电流即时间积分相等.③在过渡期间和稳态期间,逆率约为400Hz,占空比为50%.
&&& 为产生较好的方波电流以及兼容预热期间的长周期,通常采用的是全桥逆变电路拓扑.在全桥电路中,必须仔细考虑两个上部的驱动方案.对此,①从成本和体积角度来考虑,如果采用3个独立的来作控制电源方案.显然不合理.②如果采用集成自举,如:IR2110或BA2030等,则因自举电容需要预充电.其电容量不能太小,还需要兼顾多个频率段的要求,会增加系统体积;此外,工作前,还要先为自举电容充电,以满足启动时长期单臂工作的需要.而且电容量的大小要按最低的切换频率设计,因而电容体积也不可能过小.③过低的频率一般都不适合采用脉冲,因而可能会增加体积.
&&& 鉴于这些问题.这里采用分立元件构建自举驱动电路的方案,该方案虽会增加元件数量,但不会增加太多的电路面积,而且还可增加设计的自由度.采用提出的自举驱动电路.其驱动灵活.非常适合低频的应用.
&&& 2 交流方波逆变电路分析
&&& 全桥逆变电路的负载由和串联而成.电感不仅是高压中的次级.同时也是镇流电感.逆变桥相当于加在负载两端的交流矩形波电压us=±ubus.在任一时刻,交流矩形波电压均满足:
&&& 说明在t(0+)时刻,电流变化率,即由负变正的上升率最大,uL也最大,随着负向电流的逐渐减小,电阻两端的负电压降绝对值逐渐降低,由式(8)可知,uL也逐渐减小,从而按式(6),电流的变化率降低,并且在uL=ubus电阻电压降为零时刻时,iL上升为零,而后电流变为正,此后电阻两端的电压uR反向变为正电压,uL继续降低,iL的上升率也继续降低.直到uR=ubus时刻,uL=0,iL才不再变化,从而达到正向稳态,稳态电流可表示为:
&&& 要保证得到方波电流和电压.必须使过渡时间与稳态时间相比可以忽略.对此应综合考虑下述两个因素.①与灯的等效阻抗匹配的电感值不能过大.而灯的等效阻抗在过渡阶段主要是增高变化的.在稳态时等效阻抗最大,所以只要按照最小等效阻抗选取电感值,就能兼容过渡和稳态两种情况.②电感值的选择应考虑周期和频率的选取.在灯的运行过程中,400Hz约是最高频率,因此只要按照400Hz设计电感值,就能满足整个运行过程.
&&& 图1a示出仿真电路,为了更好地说明分析结果,电感值有意设定得比较大.图1b示出电感端电压uL和电阻端电压uR的仿真波形.由图1b可见,在过渡阶段,iL的过渡过程与分析结果基本一致.若减小电感值,则可缩短过渡过程.实际采用的电感值约为690μH.
&&& 3 分立元件自举逆变电路设计
&&& 图2示出采用分立电阻的自举驱动逆变电路拓扑.它由分立元件组成,其特点是:①驱动电路的电源地与逆变全桥的电源正接在一起.使得控制电源悬浮在母线电源之上;②主VQ1工作在截止和放大状态,而非完全的开关状态.在对桥臂开关施加开通信号期间,工作在恒流状态下:施加关断信号期间,工作在截止状态下.
&&& 图3示出无的自举驱动电路.当驱动控制信号为高电压,即等于控制电源电压UCC时,VQ1的基极电压ubVQ1=13V,VQ1截止,R7中没有电流流过.桥臂开关管VT1的栅源驱动电压ugsVT1=0,VT1不导通.这时,无论VT1是上部开关管,还是下部开关管,VQ1的端电压uebVQ1也都等于Ucc+Ubus.
&&& 当驱动控制信号为低电压.即等于控制电源地的电位时,VQ1的基极电压由R1,R2,R3决定,即:
&&& 这一恒定电流IR1也要流经R7,所以R7的端电压即为ugsVT1.各电阻值的设定一定要使R7的端电压和栅源极电压满足驱动的要求.这样,R1的端电压和电流都是恒定的.即:
&&& 另外需注意的是,桥臂上下两个开关管的驱动电路中主晶体管的端电压uebVQx的波形差别非常大.这是因为自举驱动电路的控制电源与全桥母线电源是串联的.对于上部开关管而言,当产生开通驱动信号时,控制电源与桥臂中点之间的电压为Ucc,此时主晶体管两端的压降可表示为:
&&& 这是一个较低的电压.在VT1关断期间,由于VT1的源极也即桥臂中点的电位等于全桥母线电源地.则此时VQ1两端的电压降为:
&&& 对于下部开关管而言,产生关断驱动信号期间,端电压也满足式(13),但在产生开通驱动信号期间,由于下管的源极始终是母线电源地,所以此时VQ1的端电压可表示为:
&&& 由此可见,相对于式(13)来说,式(14)和式(15)所代表的电压均为较高电压.由此可知,下管驱动电路中主晶体管的工作条件较为恶劣,所以必须限制流过的电流.并降低功耗,同时选择额定功率较大的晶体管.
&&& 图4示出根据图3电路,采用Spice4软件仿真得到的母线电压为单相全波整流滤波电压时上、下部驱动电路中主晶体管VQ1的端电压uceVQ1和上、下部VT1的栅源极驱动电压ugeVT1波形.可见,母线电压波形主要降落在主晶体管上.在驱动波形上体现不出来.仿真结果与分析结果完全吻合.
&&& 综上所述,该电路中的电阻值需仔细设计.设计原则是:①在开通驱动期间.流过栅源之间的电阻R1和主晶体管的电流要满足电流与R1的乘积,并符合驱动要求,而且应尽量小,以降低晶体管的功耗:②驱动电流要合适.
&&& 4 试验验证
&&& 图5a示出设计的电子镇流器在稳定工作期间,逆变电路的灯电压ulamp和灯电流ilamp实测波形.由图可见,设计的自举驱动电路完全能满足全桥驱动的需要.图5b示出电子镇流器在启动和预热期伺逆变电路的ulamp实测波形.由图可见,自举驱动电路不仅能满足在启动期间使某一对角主开关管始终导通.另一对角主开关管始终关断的控制要求,而且在预热维弧阶段,还能满足自适应相对更加低频的要求.
&&& 5 结 论
&&& 对HID前照灯电子镇流器采用后级逆变电路的自举驱动电路进行了定量分析:提出了电路设计和选取原则;给出了仿真结果和实验波形.实验证明.所采用的自举驱动电路能够很好地完成电子镇流器的工作要求.设计的逆变电路用自举驱动电路可以满足启动阶段频率的灵活调节.
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