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功率因数校正浅析
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功率因数是衡量电器设备性能的一项重要指标。功率因数低的电器设备，不仅不利于电网传输功率的充分利用，而且往往这些电器设备的输入电流谐波含量较高，实践证明，较高的谐波会沿输电线路产生传导干扰和辐射干扰，影响其它用电设备的安全经济运行。如对发电机和变压器产生附加功率损耗，对继电器、自动保护装置、电子计算机及通讯设备产生干扰而造成误动作或计算误差。因此。防止和减小电流谐波对电网的污染，抑制电磁干扰，已成为全球性普遍关注的问题。国际电工委与之相关的电磁兼容法规对电器设备的各次谐波都做出了限制性的要求，世界各国尤其是发达国家已开始实施这一标准。
随着减小谐波标准的广泛应用，更多的电源设计结合了功率因数校正(PFC)功能。设计人员面对着实现适当的PFC段，并同时满足其它高效能标准的要求及客户预期成本的艰巨任务。许多新型PFC拓扑和元件选择的涌现，有助设计人员优化其特定应用要求的设计在电源的设计中，APFC一般是优先考虑的校正方法。作为设计人员，大致从以下几个方面对APFC进行考虑：
拓扑选择的一般方法
由于输入端存在电感，升压转换器是提供高功率因数的方法。此电感使输入电流整形与线路电压同相。但是，可以采用不同的方案来控制电感电流的瞬时值，以获得功率因数校正。
a．临界导电模式(CRM)PFC——由于控制的设计较为简单，而且可与较低速升压二极管配合使用，所以在较低功率应用中通常采用此方法。
b．不连续导电模式(DCM)PFC——此创新的方案延承了CRM 的优点，并消除了若干限制。c．连续导电模式(CCM)PFC——由于这种方案恒频且峰值电流较小，是较高功率(&250 W)应用的首选方案。但是，传统的控制解决方案较为复杂，牵涉到多个环路，以及以不精确著称的模拟乘法器，并需在控制集成电路周围放许多元件。
二、选择标准
1、 功率水平
a．如果功率水平低于150 W，最好采用CRM或DCM方案。至于CRM 或DCM，取决于你是想优化满载效率，采用CRM；而如欲减少EMI问题，选择DCM。b．如功率水平高于250W，CCM是首选方案。此方案虽然可保持峰值电流和有效值电流，但必须解决二极管反向恢复问题。c．如功率水平在150W 与250w之间，方案的选择则取决于设计人员的磁件设计水平。d．如果功率在几kw之上，则采用可控整流电路代替不控整流电路，控制方法采用pwm整流，以实现功率因数的矫正。
2、 其它系统要求：拓扑的选择还以满足各种高能效标准。例如，如果需要使系统中的频率同步，则不能采用CRM。此外，如果第二个功率段可处理较大范围(在某些功率序列安排中可能需要)的输入电压，则应选择跟随升压。
功率因数的限制因数为什么在一般的电路中功率因数较低呢？有很多因数的影响。其中影响功率因数的主要原因是这些电器的整流电源普遍采用的电容滤波型桥式整流电路（图1）
这种电路的基本工作过程是：在交流输入电压的正半周，D1、D3导通，交流电压通过Dl、D3对滤波电容C充电，若Dl、D3的正向电阻用r表示，交流电源内阻用R表示，则充电时间常数可近似表示为：
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本帖最后由 龙龙1278 于
19:57 编辑
由于二极管的正向电阻r和交流电源内阻R很小，故r很小。滤波电容C很快被充电到交流输入电压的峰值，当交流电源输入电压小于滤波电容C的端电压时，Dl、D3就处于截止状态；同理，可分析负半周D2、D4的工作情况。由分析不难看出，当电路达到稳态后，在交流输入电压的一个周期内二极管导通时间很短，输入电流波形畸变为幅度很大的窄脉冲电流(图2)。
由上图可分析出，这种畸变的电流含有丰富的谐波成分，严重影响电器设备的功率因数。由理论推导也可以证明，功率因数与电流总谐波含量的近似关系为：
因此，降低电器设备的输入电流谐波含量是提高功率因数的根本措施。
为了提高效率，减少谐波畸变率，必须进行功率因数校正。为了减少成本，在低功率的条件下，采用无源功率因数校正电路，文献提出了一种逐流充放电式的无源校正电路，并在此基础上对逐流充放电式的无源校正电路进行了拓扑，其中提出的电路拓扑适用于小功率，低损耗，成本低的条件下使用。
无源功率因数校正的发展一般二极管整流电路存在许多问题，一般采用六种无源功率因数校正：整流滤波电路、整流滤波电路、谐振式整流滤波电路、逐流式（填谷）整流滤波电路、直流反馈式整流滤波电路，高频反馈式整流滤波电路。
一、整流滤波电路此种电路在前面做过详细的分析，这里不做过多的介绍，仅作简单分析。
方案优点：原理、结构简单，成本最低，效率较高。
方案缺点：整流桥导通时的冲击电流大，功率因数低，谐波成分多。二、整流滤波电路
由于电感L对电流的缓冲作用，使整流桥的导通角增大，从而改善了功率因数。
整流滤波电路的两种形式：
方案优点：原理、结构简单，成本低，效率较高。
方案缺点：整流桥导通时的冲击电流比整流滤波电路小，功率因数低，谐波成分多。
www.jinjidejuren.tv/mingzhentankenan/
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三、谐振式整流滤波电路如图所示，将Lr和Cr的谐振点设置在基波三倍频处，对谐波的抑制起到了一定的作用
方案优点：原理、结构简单，成本较低，效率较高。方案缺点：整流桥导通时的冲击电流比整流滤波电路小，功率因数低，谐波成分相对少。四、逐流式（填谷）整流滤波电路图5是一种由电容、二极管组成的无源功率因数校正(PPFC)电路，其中Ll、L2、Cl、C2组成复式滤波电路 Dl--D4为桥式整流电路，D5、D6、D7、C3、C4组成PPFC电路。
原理：图6是PPFC电路输出电压u和交流输入电流的波形。在t0～tl时间内，整流二极管Dl、D3导通，桥式整流输出电压Uz通过C3、D6、C4对C3、C4充电，同时为负载RL供电，由于充电时间常数很小，C3、C4充电速度很快，当Uz达峰值Um时，C3、C4上的电压Uc3=Uc4=Um/2；
在t1～t2时间内，Um/2&Uz&Uc3+Uc4，D5和D7均反偏截至，C3、C4无放回路，负载RL仍由整流电压Uz供电，Dl、D3仍然处于导通状态；t2～t3时间内，Uz&Um/2，D1、D3截止，电容C3通过所对负载RL放电，电容C4通过D5也对RL放电；
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t3～t4时间内，Uz&Uc3、Uz&U ，D2、D4开始导通为RL供电，当Uz&Uc3+Uc4时，Uz通过C3、C4、D6对C3、C4充电，t4时刻Uc3=Uc4=Um/2；
t4～t5时间内，Um&Uz& Uc3+Uc4，C3、C4仍无放电回路，负载RL仍由Uz供电，D3、D4仍然处于导通状态；
t5～t6时间内，Uz&Um/2，D3、D4截止，C3通过D7，C4通过D5又对RL开始放电，以后将循环上述过程。由上述分析不难看出，当电路达稳态后，整流二极管的导通时间明显增大，其输入电流波形得到较大的改善(接近正弦波)。实验表明，采用PPFC电路可使输入电流总谐波含量降低到30％以下，功率因数可提高到0．90以上。
方案优点：原理、结构相对复杂，成本稍低，功率因数高。
方案缺点：整流桥导通时的冲击电流较小，，谐波成分相对少，效率较低。
五、直流反馈式整流滤波电路，高频反馈式整流滤波电路
有源功率因数校正(PFC)电路的发展
APFC一般采用升压式，是由于其输入电流容易连续。在电力电子技术及电子仪器仪表中，从220V交流电网通过非控整流获得直流电压得到普遍使用。由于整流器件工作时，导通角小于180度，因此引起输入电流波形严重畸变、含有大量谐波，使输入电路的功率因素不到0.7，对电网和其它用电设备危害很大。为了减少这种危害，在整流滤波电路中增加功率因素校正电路已被普遍采用。从功率因素(PF)、功率因素(PF)与总电流谐波畸变(THD：Total Harmonic Distortion)的关系出发，提出提高功率因数和效率的方法：
一是就最大限度地抑制输入电流的波形畸变，使THD 值达到最小；
二是尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零，使余弦值 等于1，从而实现功率因素校正利用功率因素校正技术，可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形的变化，使输入电流呈纯正正弦波，并且和输入电压同相位。
Boost拓扑结构的PFC电路工作原理：
输出电压与参考电压比较后经电压环控制器得到输出值，并与输入整流后的电压值相乘，得到电流基准信号。输入电流与基准信号比较后经电流环控制器，其输出信号再通过PWM发生器产生控制信号来控制开关管的通断。因为控制信号是占空比周期性变化的信号，所以得到的输入电流波形跟随输入电压整流后的波形，当开关频率比输入电压频率高得多时，输入电流具有与输入电压相同的电压波形。
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一、单级功率校正——峰值电流控制
通过分析升压式有源功率校正APFC电路的基本原理，用UC3854搭建了APFC电路，在APFC控制过程中，基于UC3854的固定频率平均电流型控制APFC电路能有效地抑制输入电流波形畸变，使输入电流完全跟踪输入电压的变化，并且输出电压稳定，因此在实用中得到了广泛应用二、两级功率校正
由于单级DC-DC校正电路虽容易实现，但是它有控制复杂等不可克服的缺点，故提出了两级功率校正。利用TOPswitch很容易实现两级结构的有源功率因数校正。电路由TOPswitch构成的PFC电路和自激式半桥逆变电路组成。通过对其工作原理进行详细分析，给出了电路参数和设计方法。该有源功率因数校正无需额外的控制电路和辅助电源。因此具有结构简单、成本低、性能好等特点。传统电感式功率因数校正具有效率低、重量大、闪烁严重、噪音大、功率因数低等缺点，使其不能满足人们对供电质量的要求。由于单级PFC功率因数校正器使用的器件少、成本低，因此已成为目前的研究热点。但是，单级结构中，因PFC整流部分和逆变部分通常共用一个开关，使得两者之间有一定的耦合关系，给一些参数计算带来不便，并且在这种结构下，直流母线电压随着电网电压的波动而波动，这会造成负载工作点的变化．严重时可能使负载无**常工作。在单级自激式功率因数校正器中，直流电压的变化会引起工作频率的变化，使升压电感值的确定较为困难。因此，单级结构的有源功率因数校正通常采用它激式，以保证工作频率的固定，这样会使控制电路复杂、成本增加。而两级自激式功率因数校正器，无需额外的控制集成电路和控制电源，所以具有结构简单、器件少、成本低、功率因数高等优点，并且直流电压稳定，不受电网电压波动的影响，容易设计谐振参数，以保证负载工作在稳定工作点，具有很大的应用价值三、两级功率校正优化——直接功率转换
由于受各种器件的限制，现在又提出了直接功率转换(DPT)技术的单级PFC，AC—DC 变换器，并进行了深入的分析和综合．应用DPT技术不仅可以有效地降低单级PFC AC—DC变换器的直流母线电压．也较大地提高了效率．使其在小功率的应用中具有更大的前景。
应用功率因数校正(PFC)技术可以降低AC-DC变换器中的电流谐波含量，提高其功率因数，减少对交流电网的谐波污染。比较成熟且广泛应用的是两级方案：PFC级后接DC-DC级。尽管两级方案具有高功率因数、输出电压的快速调节和适合于各种功率应用等良好性能，但对小功率应用来说，它却存在着电路复杂、体积大、成本高等缺点。近年来把PFC级和DC-DC级集成在一起的单级PFC AC—DC变换器得到了很快的发展，其目的是要简化AC-DC变换器复杂的电路来降低成本。单级PFC AC-DC变换器使PFC级和DC-DC级共用一个功率开关管，一套控制电路控制其输出电压，在PFC级和DC-DC级之间用一个储能电容来存储输入和输出瞬时功率不平衡的能量，使其不仅能够整形输入电流，使电流谐波含量满足IEC的国际标准，同时还能对输出电压进行快速调节。由于单级PFC AC-DC 变换器本身结构和其工作的特点，它还存在着以下的问题：
(1)直流母线电压过高(2)转换效率不高应用直接功率转换(DFF)技术使此类变换器部分输入功率直接(一次)传递到输出端，而剩余的存储在PFC级电感中的输入功率才被传递到储能电容中，或使储能电容电压被箝位，这样不仅被重复传递的输入功率减少了，变换器的效率提高了，而且降低了储能电容的电压和开关器件的电压应力，即有效解决了单级PFC AC—DC变换器存在的上述问题。对直接功率转换(DFF)技术提出的下列几种拓扑四、单周控制(OCC)法
近来，不使用桥式电路的功率因数校正(PFC)电路成为人们注意的焦点。设计人员去掉了转换器输入端的常规桥式整流电路，可以减少开关损耗，进一步提高效率。在这样的电路中，不存在由于导通损耗而降低效率的问题，且设计比较简单，需要的元件数量较少。因此现在提出了不使用桥式整流电路的PFC设计——用MOSFET代替二极管，减少了导通的功率管的数目，同时提出了单周控制(OCC)方法。由于去掉了输入整流器的导通损耗以及简化电路的设计，造成的代价是：输入电压和输入电流的感测较为复杂，而且，输出浮动会导致电磁干扰增大。将无桥式整流的电路与OCC控制方法结合起来，就可以用无桥式整流的方法提高效率、简化设计，并且不需要使用复杂的电流和电压感测电路。同时电磁干扰问题也可以用一种改进版本的电路来克服。
五、现代APFC的小信号分析法及PFC器件为解决电磁干扰及兼容问题，进行小信号分析，提出了基于Boost变换器拓扑PFC电路的建模，这是以Boost变换器为主拓扑结构，平均电流控制模式进行PFC校正，并在准静态分析法的基础上，建立系统的简化小信号模型。在此基础上，以闭环系统的带宽和相位裕量为设计指标，给出了实用的闭环反馈控制器的设计方法在PFC电路中，电压、电流等变量在两种不同频率上变化：一方面按开关频率高速切换；另一方面又按输入电压频率(工频)缓慢变化。从系统的角度来看这是一个复杂的时变系统，采用准静态分析法来对系统的模型进行分析和设计。提出了电流环功率级简化模型。控制器的实现是按照电压环和电流环分别设计。根据有源功率因数校正的基本特性。对系统进行了建模，同时对数学模型进行分析和计算。现在提出的嵌入式模块技术，是将来模块超小型化不可缺少的技术。今后，在嵌入式模块等各自的技术特点不断发展的同时，应将其复合化，进一步确立基片和贴装平台技术。另外，今后还应考虑强化无源元件的开发技术，开发由此派生的三维贴装模块技术，进一步推进实用化。另一方面，今后应将通用无源元件应用于嵌入式模块的开发当中。例如，薄形产品(例如：1005尺寸和0603尺寸，厚度为0.1mm等的元件)应实现标准化。另外，为了扩大适用范围，还应开发膜片式电感器和膜片式电容器等。
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浅析感觉也很深奥啊
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文章很不错& &谢谢了&&楼主&&
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功率校正这一块& &还是很不错& &谢谢了&&楼主
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热门推荐 /3[发明专利]恒定开关频率的CRM Flyback PFC变换器在审
申请/专利权人：
公开/公告号：CNA
发明/设计人：;;;;
公开/公告日：
主分类号：
分类号：;;
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该专利技术资料仅供研究查看技术是否侵权等信息，商用须获得专利权人授权。该专利全部权利属于南京理工大学;，未经南京理工大学;许可，擅自商用是侵权行为。如果您想购买此专利、获得商业授权和技术合作，请联系【】
【说明书】：
技术领域本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，特别是一种恒定开关频率的CRM Flyback PFC变换器。背景技术功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。因此，有源功率因数校正(active power factor correction,APFC)技术获得越来越广泛的应用。有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Flyback PFC变换器是最常用的几种APFC变换器之一。根据反激PFC变换器开关管关断期间内副边二极管电流是否持续导通，可将其分为三种工作模式，即电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)，电感电流临界连续模式(Critical Continuous Current Mode,CRM)，电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM)。CRM Flyback PFC变换器一般应用于中小功率场合，其优点是成本低、结构简单、具有输入和输出隔离、开关管损耗低等。但是其开关频率随输入电压和负载的变化而变化，电感和EMI滤波器的设计较复杂。发明内容本发明的目的在于提供一种恒定开关频率的CRM Flyback PFC变换器，采用变导通时间控制，使得工频周期内开关频率为恒定值。实现本发明目的的技术解决方案为：一种恒定开关频率的CRM Flyback PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、变压器T1、开关管Qb、二极管Db、滤波电容Co和负载RLd，其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与变压器T1的绕组Np的异名端连接，变压器T1的绕组Np的同名端 接入开关管Qb的漏极，开关管Qb的源极与参考电位零点连接，变压器T1的绕组Nz的异名端与参考电位零点连接，变压器T1的绕组Ns的同名端与二极管Db的阳极连接，二极管Db的阴极分别与滤波电容Co的一端和负载RLd的一端连接，滤波电容Co的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；所述的控制电路包括辅助绕组整流电路、CRM驱动信号生成电路、第一分压跟随电路、第二分压跟随电路、加法电路、乘法器和原边反馈误差调节电路，其中主电路变压器T1的绕组Nz的同名端分别与辅助绕组整流电路的输入端和CRM驱动信号生成电路的输入端连接，辅助绕组整流电路的输出端A分别与第一分压跟随电路的一个输入端和原边反馈误差调节电路的一个输入端连接，CRM驱动信号生成电路的输出端与开关管Qb的门极连接，第一分压跟随电路的输出端B分别与加法电路的一个输入端和乘法器的第一输入端vx连接，第二分压跟随电路的输出端C与加法电路的一个输入端连接，加法电路的输出端D与乘法器的第三输入端vz连接，乘法器的输出端vp接入CRM驱动信号生成电路的输入端，原边反馈误差调节电路的输出端与乘法器的第二输入端vy连接。本发明与现有技术相比，其显著优点是：(1)将工频周期内变化的开关频率变为恒定的开关频率，在90VAC、175VAC、264VAC输入电压下，工频周期内的开关频率最大值与最小值之比分别从2.33、3.58、4.89降至1；(2)输出电压纹波减小，在90VAC、175VAC、265VAC输入电压下，输出电压纹波分别降至原先的81.8％、73.0％、65.8％。附图说明：图1是Flyback PFC变换器主电路示意图。图2是CRM Flyback PFC变换器的电感电流波形图。图3是变导通时间控制时开关频率随输入电压的变化曲线图。图4是两种控制方式下PF值与Vm的关系曲线图。图5是3、5、7、9次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线图，其中(a)3次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线，(b)5次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线，(c)7次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线，(d)9次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线。图6是不同输入电压下的临界电感值变化曲线图。图7是fs在半个工频周期内的变化曲线图,其中(a)定导通时间控制，(b)变导通时间控制。图8是两种控制方式下最大与最小开关频率之比随输入电压的变化曲线图。图9是两种控制方式下瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。图10是两种控制方式下输出纹波之比的变化曲线图。图11是本发明恒定开关频率的CRM Flyback PFC变换器的电路结构示意图。具体实施方式1 CRM Flyback PFC变换器的工作原理图1是Flyback PFC变换器主电路。为了分析方便，先作如下假设：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。不失一般性，定义输入交流电压的表达式为vin＝Vmsinωt
(1) 其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。那么输入整流后的电压为vg＝Vm|sinωt|
(2)图2为一个开关周期内变换器的电感电流波形。当开关管Qb导通时，二极管Db截止，原边电感Lp两端的电压为vg，其电流iLp由零开始以vg/Lp的斜率线性上升，那么iLp的峰值为
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扫描下载二维码　　大多数校正（PFC）段采用临界导电模式（CrM）工作，这种模式控制从零跃升至期望的峰值，然后又降至零。由于这种模式依赖于电流的时长，故开关以交流线路电流需求的函数形式变化。不利的是，功率需求较低时，从交流线路流入的电流较小，开关频率&飙升&。这样一来，采用大就是将开关损耗和干扰降到可接受水平的唯一方式。
　　频率钳位临界导电模式（FrM）是安森美半导体NCP1606或NCP1631等控制器嵌入的一种技术。采用这种模式工作时，在高条件下，功率因数校正段以CrM工作，但在中等负载/轻载条件下（ ），限制开关频率以提升能效。与传统CrM相比，FCCrM支持使用更小的电感（见参考资料[1]）。实际上，交错式FCCrM PFC似乎进一步缩减了磁性元件的尺寸及成本。这些优势在190 W低高度中得以展现。
　　本文在参考资料所示文章基础上进一步推进研究，在相同的190 W宽主电源输入范围、最大厚度13 mm的应用中探究总体PFC成本问题。
　　电感考虑事项表1重提了参考资料[1]的主要结论。由于FCCrM钳位开关频率，就不需要大电感来拉低CrM开关。因此，FCCrM大幅减小PFC段电感尺寸，采用交错式FCCrM方案时尤为如此。事实上，如表1所述，可以选择下述磁性元件用于190 W（输入功率）、宽主电源范围、最大厚度13 mm的电视应用：
　　●CrM方案：两个EFD30串联
　　●FCCrM方案：单个EFD30
　　●交错式FCCrM方案：两个EFD20（每个支路一个）
　　横向比较
　　下一步，为了比较不同方案，我们以300 W的46英寸液晶电视电源参考板（见参考资料[2]）作实验来比较这三种PFC方案。此参考板由安森美半导体开发，嵌入了由NCP1631驱动的FCCrM交错式PFC。我们利用这电路板来比较我们190 W应用的三种方案。由于本应用中集成的电感与表1中定义的电感不同（本应用中原线圈尺寸针对的是300 W功率），首要修改此应用，确保能够使用2个EFD20元件。第二步， 动态地调节电路，测试CrM和FCCrM单相方案。就每项测试而言，PFC段的设计要使得三种方案的能效保持在接近相同的水平。
　　在图1中，我们可以看到采用调整后的交错式配置的电路板，这可从两个&飞跨&（flying）电感得到证实；图2显示的则是如何应用CrM控制器，而非原有的NCP1631交错式驱动器。
　　各种方案参数对比
　　不同的方案中，电感并不必然是唯一需要修改的元件。PFC段必须根据所测试的方案来调整。表2小结了构建这三种方案使用的经过了实际测试验证的主要设计指引。
　　交错式PFC包含两个支路，每个支路各传输总功率的50%。因此，这种方案采用的元器件数量更多，但尺寸更小。为了简单起见，这里就不具体的交错式设计准则。但如参考资料[5]中所详细介绍的，交错式技术能够优化下列元器件：
　　-功率MOSFET：在每个支路，MOSFET均方根（rms）电流仅为单相CrM或FCCrM PFC段中使用的11 A MOSFET的电流的一半。两颗5 A MOSFET替代了11 A MOSFET。
　　-升压：同样，每个支路的升压二极管传输的电流是总电流的一半。因此，各个支路就有可能使用较小的MUR160。
　　-大：交错式方案迫使两个支路异相（out-of-phase）工作，旨在大幅降低大的均方根电流（降至0.8 A而非1.3 A）。这样，就可能使用2个39 ?F/450 V电容，而非3个。
　　-电磁干扰（）：交错式方案也削弱了电流纹波。例如，在典型宽主电源应用中，峰值到峰值纹波在0至60%之间变化。减小的纹波简化了差模。如图3所示，交错式PFC采用了10 ?H电感来通过EN55022规范，而单相CrM（或FCCrM） PFC要求使用50 uH差模线圈。
　　FCCrM与CrM单相方案采用几乎相同的功率元器件，因为它们在重负载条件下采用相同方式工作，器件的参数也是针对重负载条件工作而选定的。但如前所述，FCCrM方案中使用的电感尺寸更小。（单FCCrM方案段中）使用了单个200& ?H EFD30线圈，而非两个串联的200 ?H EFD30线圈。显而易见的是，控制器也变了。CrM方案采用NCP1607驱动。为了方便起见，没有使用特别控制器来测试FCCrM单相方案，相反，我们复用了参考板中使用的NCP1631交错式FCCrM控制器，只是简单地关闭驱动第二个支路的输出，从而获得单相FCCrM工作。
　　表3小结了三种方案的设计差别，其中根据所选择的方案列举了可能选择的主要元器件，其中包括控制器（单相方案中采用了专用FCCrM控制器NCP1605而非NCP1631）。根据这些设计差别推算成本优劣势，可以看出交错式方案是性价比最高的方案。单相FCCrM是成本第二低的方案，而传统CrM方案成本最高！如果以CrM方案作为参照，其它方案提供的优势小结如下（见表1）：
　　表3-FCCrM单相方案少用一个EFD30电感
　　-FCCrM交错式方案也减小磁性元件（使用两个EFD20而非两个EFD30）， 但进一步节省一个39 ?F/450 V电容，从而能够使用较小的差模扼流圈，并采用更小、更便宜的MOSFET及升压二极管工作。
　　计算出精确的成本优势很困难。但是，仍然以CrM方案作为参照，并顾及（大批量）消费市场的成本结构，可以粗略估计出交错式PFC方案具有0.5美元的成本优势，而（单相式）FCCrM的成本优势减半。
　　FCCrM单相及交错式方案总体上更便宜，尽管用于驱动它们的控制器（分别是NCP1605和NCP1631）成本更高。这两款集成了比NCP1607 CrM控制器更多的功能，如输入欠压保护、待机管理功能，或在大电压不是额定值时关闭下行转换器的&pfcOK&信号。这些额外特性能够帮助最终应用节省元器件，因此进一步增强FCCrM单相及交错式方案的成本优势。
　　虽然通常人们认为单相CrM方案是200W及以下功率应用最便宜的PFC方案，但本文的研究显示，FCCrM交错式方案实际上是我们所举190 W应用性价比最高的方案。当我们仔细考虑其特别优势时，这个结论完全不奇怪。交错式方案要求更多的元器件，但它们尺寸更小，成本更低。此外，输入及输出电流纹波减小也支持使用更廉价的EMI及大电容。最后，FCCrM工作大幅减小电感尺寸，这种特性使得单相FCCrM方案优于单相CrM方案。显而易见的是，这些研究结论尤为适用于低高度（&13 mm）装置，但在元器件选择灵活度更高的其它应用中仍然适用。
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