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导通延迟时间
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=0.7V。（1）两个输入端中有一个为低电平 如vIL=0.2V，A=0，则T1发射结导通，vB1=vIL+vON=0.9，这与另一个输入端B的输入状态无关。即无论B=0，1，或悬空都有vB1=0.9V。因为vB1 =0.9V，T2 、T5就一定截止，T4则导通。为什么?假设T2、T5导通，则T2的基极电流是由T1集电结注入的。T2 、T5导通时，T2的基极电位vB2=1.4V，T1的基极电位...
正向导通电流和反向电流有关。当管子选定后，减小正向导通电流和增大反向驱动电流，可加速电路的转换过程。2．晶体三极管的开关特性晶体三极管的开关特性是指它从载止到饱和导通，或从饱和导通到截止的转换过程，而且这种转换都需要一定的时间才能完成。如图1-2所示的电路，施加一个足够幅度（在－v2和+v1之间变化）的矩形脉冲电压v1激励信号，就能使晶体管从截止状态进入饱和导通，再从饱和进入截止。可见晶体管T的...
时间”：一个MOSFET断开，在一个固定的延迟时间之后，低边MOSFET才导通。这种电路比较简单，而且通常有效，但如果栅极电容值范围大的MOSFET配合给定的控制器应用，则缺乏灵活性。死区时间太长意味着传导损耗将会很高，但停滞时间太短则会造成短路。固定的死区时间往往会太长，因为它要让高Cgs值的MOSFET在配对的MOSFET导通前，将Cgs完全放电(断开)。自适应栅极驱动：这种电路根据MOSFE……...
电源(防止没有输入时，输出状态不定，避免上述情况发生设置了输 入上拉到电源，同时考虑到输入低时电流不致过大，通常设定该上拉 电阻大于 10kohm)现在开始举例：假设输出为低(下面的管子导通)，对于 TTL 电平，则 要求 A 点的电压不高于 0.8V，由于管子本身有个导通电阻，我们假 设为 100ohms,所以 A 点的电压会随着后面所驱动的门数上升而逐渐 升高，也就是说最多有多少个...
TC4423A/TC4424A/TC4425A 系列是双路3A 缓冲器/MOSFET 驱动器。该系列是早先TC4423/TC4424/TC4425 双路3A驱动器系列的改进型版本。这种改进版本具有更高的峰值输出电流驱动能力、更低的导通电流、匹配的上升/ 下降时间和传输延迟时间。TC4423A/TC4424A/TC4425A 器件与现有的TC4423/TC4424/TC4425 系列器件引脚完全...
非工作管处于截止状态。空载时，VOH的典型值为3.4~3.6V，接有拉电流负载时，VOH下降。（2）TTL门电路的输出低电平VOLVOL是与非门所有输入端都接高电平时的输出电压值，此时与非工作管处于饱和导通状态。空载时，它的典型值约为0.2V，接有灌电流负载时，VOL将上升。（3）TTL门电路的输入短路电流Iis它是指当被测输入端接地，其余端悬空，输出端空载时，由被测输入端输出的电流值，测试电路图...
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具体谈一下二极管基础知识-分类，应用，特性，原理，参数二极管的特性与应用几乎在所有的电子电路中，都要用到半导体二极管，它在许多的电路中起着重要的作用，它是诞生最早的半导体器件之一，其应用也非常广泛。二极管的应用1、整流二极管利用二极管单向导电性，可以把方向交替变化的交流电变换成单一方向的脉动直流电。2、开关元件二极管在正向电压作用下电阻很小，处于导通状态，相当于一只接通的开关；在反向电压作用下，电阻...
1.5V时所需时间为传输延迟时间tPLH。
入出间隔离电容CIO：光耦合器件输入端和输出端之间的电容值。
入出间隔离电阻RIO：半导体光耦合器输入端和输出端之间的绝缘电阻值。
入出间隔离电压VIO：光耦合器输入端和输出端之间绝缘耐压值。?
& && &电流传输比是光耦合器的重要参数，通常用直流电流传输比来表示。当输出电压保持恒定时，它等于直流输出电流...
模拟地的RC滤波，使输出灰度电平纹波达到uV级。4） 视频切换叠加叠加通过一个视频切换芯片来实现，为减少原视频信号失真，选用TI的带宽达300MHz的视频切换芯片TS3V330，并且使用两路并连以提高导通电阻的一致性。该芯片通道切换时间低于10ns，可以很好的满足应用需求。具体电路如下图6所示：
图6切换叠加电路叠加功能中视频信号与固定电平的切换是通过DSP自带的SPI口完成的。2812的SPI...
充电的时间常数。因此，减短延迟时间的主要措施，从器件设计来说，有如：减小发射结和集电结的面积(以减小势垒电容)和减小基极反向偏压的大小(以使得发射结能够尽快能进入正偏而开启晶体管);而从晶体管使用来说，可以增大输入基极电流脉冲的幅度，以加快对结电容的充电速度(但如果该基极电流太大，则将使晶体管在导通后的饱和深度增加，这反而又会增长存储时间，所以需要适当选取)。
② 上升时间tr...
temperature rangeGreen (Pb/Halide-free/RoHS compliant) packaging options
5、群演2，U10，MICYM6，电源开关 IC - 配电，参数如下
输出端数量:1 Output电流限制:1.1 A导通电阻—最大值:70 mOhms工作电源电压:2.5 V to 5.5 V电源电压-最小:2.5 V电源电压-最大...
下管存在共同导通的问题，所以高频发热很厉害，不过因知识所限，不了解原因。大家提到的存储时间ts以及td（延迟时间吗？）我还不太了解是怎么回事，明天学习一下，然后再来向各位请教。谢谢啦！
另外，图中R12, R18之间的节点与R24左端在实际电路中是相连的，图中画错了。
[quote][size=2][url=forum.php?mod=redirect&goto=findpost&pid...
足够的注意，同样会出大漏子。在此，给出晶体管一个工作周期的功耗：A：晶体管截止时的功耗：Poff=Iceo*Vcc*toff/T; B：晶体管导通时的功耗：Pon=Ic*Vces*ton/T;C: 晶体管开通过程中的功耗：Pr=1/6T Ic(Vc+2Vces) D：晶体管关断过程中的功耗：Pf=1/6T Ic(Vc+2Vces)tf。总功耗：Pc=A+B+C+D...
经过一级针对模拟地的RC滤波，使输出灰度电平纹波达到uV级。4） 视频切换叠加叠加通过一个视频切换芯片来实现，为减少原视频信号失真，选用TI的带宽达300MHz的视频切换芯片TS3V330，并且使用两路并连以提高导通电阻的一致性。该芯片通道切换时间低于10ns，可以很好的满足应用需求。具体电路如下图6所示：
图6切换叠加电路叠加功能中视频信号与固定电平的切换是通过DSP自带的SPI口完成的...
电流回路的通断；PTC在高温环境下防止电池发生恶劣的损坏。
保护板通常包括控制IC、MOS开关、电阻、电容及辅助器件NTC、ID存储器等。其中控制IC，在一切正常的情况下控制MOS开关导通，使电芯与外电路沟通，而当电芯电压或回路电流超过规定值时，它立刻（数十毫秒）控制MOS开关关断，保护电芯的安全。NTC是Negative temperaturecoefficient的缩写，意即负温度系数，在...
/(8ns+91ns+38ns+32ns) =5.9MHz，在实际设计中，由于控制开关占空比实现调压，所以开关管的导通与截止不可能瞬间完成，即开关的实际极限开关频率远小于5.9MHz，所以开关管本身的开关速度限制了开关频率提高。
&&&&b、开关损耗
& & 开关导通时对应的波形图如图2(A)，开关截止时对应的波形图如图2(B)，可以看到开关管每次导通...
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基于EXB841的IGBT驱动与保护电路研究
基于EXB841的IGBT驱动与保护电路研究&1 引& 言&&& 多绝缘栅双极型晶体管IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)是一种由双极型晶体管与MOSFET组合的器件，它既具有MOSFET的栅极电压控制快速开关特性，又具有双极型晶体管大电流处理能力和低饱和压降的特点，近年来在各种电能变换装置中得到了广泛应用。但是，IGBT的门极驱动电路影响IGBT的通态压降、开关时间、快开关损耗、承受短路电流能力及du/dt等参数，并决定了IGBT静态与动态特性。因此设计高性能的驱动与保护电路是安全使用IGBT的关键技术[1,2]。&&& 2 IGBT对驱动电路的要求&&& （1）触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度，即脉冲前后沿要陡峭；&&& （2）栅极串连电阻Rg要恰当。Rg过小，关断时间过短，关断时产生的集电极尖峰电压过高；Rg过大，器件的开关速度降低，开关损耗增大；&&&& （3）栅射电压要适当。增大栅射正偏压对减小开通损耗和导通损耗有利，但也会使管子承受短路电流的时间变短，续流二极管反向恢复过电压增大。因此，正偏压要适当，通常为+15V。为了保证在C-E间出现dv/dt噪声时可靠关断，关断时必须在栅极施加负偏压，以防止受到干扰时误开通和加快关断速度，减小关断损耗，幅值一般为-（5～10）V；&&&& （4）当IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电流，实现IGBT的软关断。驱动电路的软关断过程不应随输入信号的消失而受到影响。&&& 当然驱动电路还要注意像防止门极过压等其他一些问题。日本FUJI公司的EXB841芯片具有单电源、正负偏压、过流检测、保护、软关断等主要特性，是一种比较典型的驱动电路。其功能比较完善，在国内外得到了广泛[2,3,4]。&&& 3 驱动芯片EXB841的控制原理&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& 图 1 EXB841的工作原理&&&& 图1为EXB841的驱动原理[4,5]。其主要有三个工作过程：正常开通过程、正常关断过程和过流保护动作过程。14和15两脚间外加PWM控制信号，当触发脉冲信号施加于14和15引脚时，在GE两端产生约16V的IGBT开通电压；当触发控制脉冲撤销时，在GE两端产生-5.1V的IGBT关断电压。过流保护动作过程是根据IGBT的CE极间电压Uce的大小判定是否过流而进行保护的，Uce由二极管Vd7检测。当IGBT开通时，若发生负载短路等发生大电流的故障，Uce会上升很多，使得Vd7截止，EXB841的6脚“悬空”，B点和C点电位开始由约6V上升，当上升至13V时，Vz1被击穿，V3导通，C4通过R7和V3放电，E点的电压逐渐下降，V6导通，从而使IGBT的GE间电压Uce下降，实现软关断，完成EXB841对IGBT的保护。射极电位为-5.1V，由EXB841内部的稳压二极管Vz2决定。&&& 作为IGBT的专用驱动芯片，EXB841有着很多优点，能够满足一般用户的要求。但在大功率高压高频脉冲电源等具有较大电磁干扰的全桥逆变应用中，其不足之处也显而易见。&& （1）过流保护阈值过高。通常IGBT在通过额定电流时导通压降Uce约为3.5V，而EXB841的过流识别值为7.5V左右，对应电流为额定电流的2～3倍，此时IGBT已严重过流。&& （2）存在虚假过流。一般大功率IGBT的导通时间约为1μs左右。实际上，IGBT导通时尾部电压下降是较慢的。实践表明，当工作电压较高时，Uce下降至饱和导通时间约为4～5μs，而过流检测的延迟时间约为2.7μs.因此，在IGBT开通过程中易出现虚假过流。为了识别真假过流，5脚的过流故障输出信号应延迟5μs，以便保护电路对真正的过流进行保护。&& （3）负偏压不足。EXB841使用单一的20V电源产生+15V和-5V偏压。在高电压大电流条件下，开关管通断会产生干扰，使截止的IGBT误导通。&& （4）过流保护无自锁功能。在过流保护时，EXB841对IGBT进行软关断，并在5脚输出故障指示信号，但不能封锁输入的PWM控制信号。&& （5）无报警电路。在系统应用中，IGBT发生故障时，不能显示故障信息，不便于操作。&&&&&&& 针对以上不足，可以考虑采取一些有效的措施来解决这些问题。以下结合实际设计应用的具体电路加以说明。&&& 4 驱动电路优化设计&&& 本文基于EXB841设计IGBT的驱动电路如图2所示，包括外部负栅压成型电路、过流检测电路、虚假过流故障识别与驱动信号锁存电路，故障信息报警电路[5,6,7]。&&& ⑴ 外部负栅压成型电路&&& 针对负偏压不足的问题，设计了外部负栅压成型电路。&如图2所示，用外接8V稳压管Vw1代替驱动芯片内部的稳压管Vz2，在稳压管两端并联了两个电容值分别为105μf和0.33μf的去耦滤波电容。为防止栅极驱动电路出现高压尖峰，在栅射极间并联了反向串联的16V（V02）和8V（V03）稳压二极管。为了改善控制脉冲的前后沿陡度和防止震荡，减小IGBT 集电极的电压尖脉冲，需要在栅极串联电阻Rg。栅极串连电阻Rg要恰当，Rg过小，关断时间过短，关断时产生的集电极尖峰电压过高；Rg过大，器件的开关速度降低，开关损耗增大。优化电路采用了不对称的开启和关断方法。在IGBT开通时，EXB841的3脚提供+16V的电压，电阻Rg2经二极管Vd1和Rg1并联使Rg值较小。关断时，EXB841内部的V5导通，3脚电平为0，优化驱动电路在IGBT的E极提供-8V电压，使二极管V01截止，Rg= Rg1具有较大值。并在栅射极间并联大电阻，防止器件误导通。&&& ⑵ 过流检测电路&&& 偏高的保护动作阈值难起到有效地保护作用，必须合适设置此阈值。但由于器件压降的分散性和温度影响，又不宜设置过低。为了适当降低动作阈值，已经提出了采用高压降检测二极管或采用串联3.3V反向稳压二极管的方法。该方法不能在提高了负偏压的情况下使用，因为正常导通时，IGBT约有3.5V左右的压降，负偏压的提高使6脚在正常情况下检测到的电平将达到12V左右，随着IGBT的工作电流增大，强电磁干扰会造成EXB841误报警，出现虚假过流。本优化电路采用可调的电流传感器。如图2所示。L为磁平衡式霍尔电流传感器，可测量交流或直流电流，反应时间小于1μs，输出电压Uout同输入电流有很好的线性关系。该电路通过调节滑动电阻Rw1设定基准电流幅值而完成保护，当电流传感器输出大于给定值时，比较器输出+15V的高电平至EXB841的6脚，使EXB841的软关断电路工作。&&& ⑶ 虚假过流故障识别与驱动信号锁存电路&&&& 当IGBT过流工作时，EXB841的6脚靠上文论述的过流检测电路检测到过流发生，EXB841进入软关断过程。内部电路（C3,R6）产生约3μs的延时，若3μs后过流依然存在，5脚输出低电平作为过流故障指示信号，高速光耦6N136导通，三极管Vs01截止，过流高速比较器LM319输出高电平，电容C03通过R06充电，若LM319输出持续高电平时间大于设定保护时间（一般为5μs），C03的电压达到击穿稳压管Vs03的电压，使RS触发器CD4043的置1端为高电平，从而Q端输出高电平，Vs02导通，集电极输出低电平，利用由74LS09构成的与门封锁输入驱动信号。CD4043的信号延迟时间最大为几百个ns,而74LS09的信号延迟时间最大为几十个ns。因此，保护电路在信号响应上足够快。图2中，在RS触发器的R端加了复位按钮，发生故障时，RS触发器将Q端输出的高电平锁住，当排除故障后，可以按动复位按钮，接束对栅极控制信号的封锁。&&& Vs02的集电极输出同时接微处理器，可及时显示故障信息，实现故障报警。EXB841的软关断时间是由内部元件R7和C4的时间常数决定的，为了提高软开关的可靠性，在EXB841的4和5两端外加可调电阻Rw2，可调节软关断时间，在4和9脚两端外加电容 C01，可避免过高的di/dt产生的电压尖峰，但应合理选择二者的值，太大的值将增大内部三极管V3的集电极电流。&&& 5 实验结果分析&图3为实测典型驱动电路驱动波形，图4为实测优化驱动电路波形。通过两图的对比，不难看出，典型驱动电路的反向关断电压不到-5V，正向驱动电压小于14.5V。而优化驱动电路的反偏压则基本达到或接近于-8V，正向驱动电压更是超过了+15V，正反向驱动电压值得到调整的同时，前后沿陡度也得到极大改善。&& 原EXB841典型驱动电路应用到大功率高压高频脉冲电源中，电源逆变部分由于负偏压不足，容易引起桥臂直通，导致IGBT经常炸毁。又因为高频造成的强电磁干扰，致使IGBT电流较小时就产生虚假过流的故障保护，使得设备无法正常运行。优化电路应用到电源后，以上故障均得以很大程度上的消除。能够满足设备正常工作的要求。&&& 6 结论&&& 本文在对IGBT器件的驱动要求进行深入分析之后，在研究了EXB841驱动原理的基础上，指出了其存在的诸多不足。再结合这些问题设计了实用性较强的优化驱动电路。该电路具有较强的过流识别能力，并能够区分真假过流，从而对系统进行有效保护。将优化驱动电路应用于大功率高压高频脉冲电源中，证明了所设计的电路完全可以对IGBT进行有效驱动、控制和过流保护。
馆藏&120049
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浅析IGBT门级驱动
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绝缘栅双极晶体管IGBT是第三代电力电子器件，安全工作，它集功率晶体管GTR和功率场效应管MOSFET的优点于一身，具有易于驱动、峰值电流容量大、自关断、开关频率高(10-40 kHz)的特点，是目前发展最为迅速的新一代电力电子器件。广泛应用于小体积、高效率的变频电源、电机调速、UPS及逆变焊机当中。IGBT的驱动和保护是其应用中的关键技术。在此根据长期使用IGBT的经验并参考有关文献对IGBT的门极驱动问题做了一些总结，希望对广大IGBT应用人员有一定的帮助。
　1 IGBT门极驱动要求
1.1 栅极驱动电压
因IGBT栅极-发射极阻抗大，故可使用MOSFET驱动技术进行驱动，但IGBT的输入电容较MOSFET大，所以IGBT的驱动偏压应比MOSFET驱动所需偏压强。图1是一个典型的例子。在+20℃情况下，实测60 A，1200 V以下的IGBT开通电压阀值为5～6 V，在实际使用时，为获得最小导通压降，应选取Ugc≥(1.5～3)Uge(th)，当Uge增加时，导通时集射电压Uce将减小，开通损耗随之减小，但在负载短路过程中Uge增加，集电极电流Ic也将随之增加，使得IGBT能承受短路损坏的脉宽变窄，因此Ugc的选择不应太大，这足以使IGBT完全饱和，同时也限制了短路电流及其所带来的应力(在具有短路工作过程的设备中，如在电机中使用IGBT时，+Uge在满足要求的情况下尽量选取最小值，以提高其耐短路能力)。
1.2 对电源的要求
对于全桥或半桥电路来说，上下管的驱动电源要相互隔离，由于IGBT是电压控制器件，所需要的驱动功率很小，主要是对其内部几百至几千皮法的输入电容的充放电，要求能提供较大的瞬时电流，要使IGBT迅速关断，应尽量减小电源的内阻，并且为防止IGBT关断时产生的du/dt误使IGBT导通，应加上一个-5 V的关栅电压，以确保其完全可靠的关断(过大的反向电压会造成IGBT栅射反向击穿，一般为-2～10 V之间)。
1.3 对驱动波形的要求
从减小损耗角度讲，门极驱动电压脉冲的上升沿和下降沿要尽量陡峭，前沿很陡的门极电压使IGBT快速开通，达到饱和的时间很短，因此可以降低开通损耗，同理，在IGBT关断时，陡峭的下降沿可以缩短关断时间，从而减小了关断损耗，发热量降低。但在实际使用中，过快的开通和关断在大电感负载情况下反而是不利的。因为在这种情况下，IGBT过快的开通与关断将在电路中产生频率很高、幅值很大、脉宽很窄的尖峰电压Ldi/dt，并且这种尖峰很难被吸收掉。此电压有可能会造成IGBT或其他元器件被过压击穿而损坏。所以在选择驱动波形的上升和下降速度时，应根据电路中元件的耐压能力及du/dt吸收电路性能综合考虑。1.4 对驱动功率的要求
由于IGBT的开关过程需要消耗一定的电源功率，最小峰值电流可由下式求出：
IGP=△Uge/RG+Rg;
式中△Uge=+Uge+|Uge|;RG是IGBT内部电阻;Rg是栅极电阻。
驱动电源的平均功率为：
PAV=Cge△Uge2f,
式中.f为开关频率;Cge为栅极电容。
1.5栅极电阻
为改变控制脉冲的前后沿陡度和防止震荡，减小IGBT集电极的电压尖峰，应在IGBT栅极串上合适的电阻Rg。当Rg增大时，IGBT导通时间延长，损耗发热加剧;Rg减小时，di/dt增高，可能产生误导通，使IGBT损坏。应根据IGBT的电流容量和电压额定值以及开关频率来选取Rg的数值。通常在几欧至几十欧之间(在具体应用中，还应根据实际情况予以适当调整)。另外为防止门极开路或门极损坏时主电路加电损坏IGBT，建议在栅射间加入一电阻Rge，阻值为10 kΩ左右。
1.6栅极布线要求
合理的栅极布线对防止潜在震荡，减小噪声干扰，保护IGBT正常工作有很大帮助。
a.布线时须将驱动器的输出级和lGBT之间的寄生电感减至最低(把驱动回路包围的面积减到最小);
b.正确放置栅极驱动板或屏蔽驱动电路，防止功率电路和控制电路之间的耦合;
c.应使用辅助发射极端子连接驱动电路;
d.驱动电路输出不能和IGBT栅极直接相连时，应使用双绞线连接(2转/cm);
e.栅极保护，箝位元件要尽量靠近栅射极。
1.7隔离问题
由于功率IGBT在电力电子设备中多用于高压场合，所以驱动电路必须与整个控制电路在电位上完全隔离，主要的途径及其优缺点如表1所示。
表1 驱动电路与控制电路隔离的途径及优缺点
2 典型的门极驱动电路介绍
2.1 脉冲变压器驱动电路
脉冲变压器驱动电路如图2所示，V1～V4组成脉冲变压器一次侧驱动电路，通过控制V1、V4和V2、V3的轮流导通，将驱动脉冲加至变压器的一次侧，二次侧通过电阻R1与IGBT5栅极相连，R1、R2防止IGBT5栅极开路并提供充放电回路，R1上并联的二极管为加速二极管，用以提高IGBT5的开关速度，稳压二极管VS1、VS2的作用是限制加在IGBT5g-e端的电压，避免过高的栅射电压击穿栅极。栅射电压一般不应超过20 V。
图2 脉冲变压器驱动电路2.2光耦隔离驱动电路
光耦隔离驱动电路如图3所示。由于IGBT是高速器件，所选用的光耦必须是小延时的高速型光耦，由PWM控制器输出的方波信号加在三极管V1的基极，V1驱动光耦将脉冲传递至整形放大电路IC1，经IC1放大后驱动由V2、V3组成的对管(V2、V3应选择β&100的开关管)。对管的输出经电阻R1驱动IGBT4，R3为栅射结保护电阻，R2与稳压管VS1构成负偏压产生电路，VS1通常选用1 W/5.1 V的稳压管。此电路的特点是只用1组供电就能输出正负驱动脉冲，使电路比较简洁。
图3光耦隔离驱动电路
2.3驱动模块构成的驱动电路
应用成品驱动模块电路来驱动IGBT，可以大大提高设备的可靠性，目前市场上可以买到的驱动模块主要有：富士的EXB840、841，三菱的M57962L，惠普的HCPL316J、3120等。这类模块均具备过流软关断、高速光耦隔离、欠压锁定、故障信号输出功能。由于这类模块具有保护功能完善、免调试、可靠性高的优点，所以应用这类模块驱动IGBT可以缩短产品开发周期，提高产品可靠性。EXB840和M57962很多资料都有介绍，这里就简要介绍一下惠普公司的HCPL316J。典型电路如图4所示。
图4由驱动模块构成的驱动电路
HCPL316J可以驱动150 A/1200 V的IGBT，光耦隔离，COMS/TTL电平兼容，过流软关断，最大开关速度500 ns，工作电压15～30 V，欠压保护。输出部分为三重复合达林顿管，集电极开路输出。采用标准SOL-16表面贴装。
HCPL316J输入、输出部分各自排列在集成电路的两边，由PWM电路产生的控制信号加在316j的第1脚，输入部分需要1个5 V电源，RESET脚低电平有效，故障信号输出由第6脚送至PWM的关闭端，在发生过流情况时及时关闭PWM输出。输出部分采用+15 V和-5 V双电源供电，用于产生正负脉冲输出，14脚为过流检测端，通过二极管VDDESAT检测IGBT集电极电压，在IGBT导通时，如果集电极电压超过7 V，则认为是发生了过流现象，HCPL316J慢速关断IGBT，同时由第6脚送出过流信号。
　　3 结语
通过对IGBT门极驱动特点的分析及典型应用电路的介绍，使大家对IGBT的应用有一定的了解。可作为设计IGBT驱动电路的参考。&
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当前位置：&>>&&>>&&>>&分析影响IGBT驱动电路性能参数的因素
&&&& 0 引言
　　 即绝缘门极双极型( IsolatedGate Bipolar )， 这是八十年代末九十年代初迅速发展起来的一种新型复合器件。由于它将和GTR的优点集于一身， 具有输入阻抗高、速度快、热稳定性好、电压驱动(的优点)， 同时通态压降较低， 可以向高电压、大电流方向发展(GTR的优点)。因此， IGBT发展很快， 特别是在开关频率大于1kHz， 功率大于5kW的应用场合具有很大优势。在全桥逆变电路中， IGBT是核心器件， 它可在高压下导通， 并在大电流下关断， 故在硬开关桥式电路中， 功率器件IGBT能否正确可靠地使用起着至关重要的作用。驱动电路就是将控制电路输出的PWM信号进行功率放大， 以满足驱动IGBT的要求， 所以， 驱动电路设计的是否合理直接关系到IGBT的安全、可靠使用。为了确保驱动电路设计的合理性， 使用时必须分析驱动电路中的参数。
　　1 栅极和分布参数分析
　　IGBT在全桥电路工作时的模型如图1所示。
　　RG+Rg是IGBT的栅极电阻， L01、L02、L03是杂散电感(分布电感)， Cgc、Cge、Cce是IGBT的极间电容， U1是驱动控制信号， U2为母线电压。
图1 IGBT的全桥模型
　　1.1 IGBT的导通初态
　　D1导通时， 若Uge为所加的反向电压值(可记为-Ug2， 正向电压记为+Ug1)， 集电极电流iC=0， Uce=U2。开通后， U1向Cgc、Cge充电， 此时Uge可写成：
　　其中时间常数τi= (Rg+RG) (Cge+Cgc)， 只有Uge上升至门槛电压Uge (th)后， IGBT才会导通。从上述公式可以看出， Uge的上升速度是和时间常数成反比的， 即栅极电阻和输入电容越大， 上升速度越慢， IGBT开通的时间就越长。
　　1.2 IGBT的关断初态
　　若Q1处于全导通状态， 二极管D1处于截止状态， 二极管中的电流为0， Uce为IGBT管压降，Uge=Ug1， 输入电压由Ug1变为-Ug2， Cge和Cgc被反向充电， uge下降， 此时uge可表示为：
　　其中τi＝ (Rg+RG) (Cge+Cgc)
　　上式表明， τi越大， 关断延迟时间越长。
　　1.3 导通至关断的过程
　　IGBT在开关过程中， 可能会有电压或电流的突变， 这将引起器件上电压或电流尖峰的产生以及高频谐波振铃。这一现象有两个不利点： 一是会产生电磁干扰， 二是会增加器件的应力。通常采取的应对措施是用缓冲吸收回路来抑制开关过程的突变。下面会分析一下电路中产生电压或电流尖峰的原因。
　　首先是导通至关断过程中的杂散电感极性会发生变化， IGBT极间电容在IGBT关断时， 也会反向放电。
　　其次， 二极管D1导通时， 相应的D1中的电流iD1会上升。为了维持原先的电流， 储存在L02中的磁能将释放出来， L02的端电压反向， 该电压将使IGBT产生关断过电压， 即在CE两端产生电压尖峰。如果杂散电感L02足够小， CE端电压的尖峰只等于IGBT的管压降(2V左右)。但由于CE端产生了电压尖峰， 故使集电极电流iC有了一个负向的尖峰。
　　另外， 开通过程中， 由于二极管D1的反向恢复电流IRM将叠加在集电极电流iC上， 这也会使IGBT实际流过的电流存在一个尖峰， 这一尖峰可通过串联在回路中的电阻上的电压波形观察。
　　2 实验设计及结果分析
　　图2所示为本实验的电路连接图， 其中R1取5Ω～20Ω； C1 取 ～40000pF； R2 取20Ω～50Ω； C2是， 取值为1000μF～3000μF；C3是， 取值1.5μF； U是直流电压源， 电压为10V～。实验时， 可通过改变R1、R2、C1、C2和U的大小来观察各部分波形的变化， 以分析各个参数对整个电路的影响。其实验时测试的波形如图3所示。通过观察和分析实验波形的变化， 可以得出以下结论：
图2 实验电路连接图
(a) GE端电压波形
(b) CE端电压波形
(c) 电源端夹杂交流电压波形
(d) 集电极电流波形
图3 实验测试波形图
　　在输入端增大串联电阻R1的阻值， 会使输入驱动波形的上升沿与下降沿(GE端电压) 的锐度减缓， 其影响是使IGBT的开通与关断的时间延长， 同时输出端(CE) 的上升沿与下降沿的锐度也同样减缓， 并可减小输出端CE两端电压的尖峰， 另外， 带给电源的高频谐波的峰值也在减小。但是， 这样会使IGBT的开关损耗增大。
　　GE端并联电容C1同样会使输入驱动波形的上升沿和下降沿锐度减缓， 这对输出端CE间电压上升延迟和下降延迟有减缓作用， 但该作用没有增加R1阻值的效果明显。
　　当R2减小， 即负载增大时， 随之增大的还有CE间电压尖峰和CE间电压波形的上升时间和下降时间， 以及电源端电压中交流成分的幅值。
　　直流电源两端并联的电解电容C2可以有效抑制电源两端的低频谐波， 谐波的频率在20kHz左右(与驱动信号频率相同)， 在直流电源两端并联薄膜电容C3对高频谐波(几兆赫芝) 的抑制很有效。但是， 当两个电容同时作用时， 高频谐波依然会被引入， 这并没有达到我们预期的效果；对比直流电源电压在10V～100V时各种情况下的电压上升沿与下降沿时间可以发现： 上升时间与下降时间不会随着直流电源电压的增大而变化。也就是说： 在实际的全桥电路中， 这些参数不会跟随母线的变化而变化。
　　3 结束语
　　在实际电路中， 栅极电阻的选择要考虑开关速度的要求和损耗的大小。栅极电阻也不是越小越好， 当栅极电阻很小时， IGBT的CE间电压尖峰过大， 栅极电阻很大时， 又会增大开关损耗。
　　所以， 选择时要在CE间尖峰电压能够承受的范围内适当减小栅极电阻。
　　由于电路中的杂散电感会引起开关状态下电压和电流的尖峰和振铃， 所以， 在实际的驱动电路中， 连线要尽量短， 并且驱动电路和吸收电路应布置在同一个PCB板上， 同时在靠近IGBT的GE间加双向， 以箝位引起的耦合到栅极的电压尖峰。&&来源:
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凌力尔特公司 (现隶属 Analog Devices 公司) 微型模块电源产品部业务部经理Afshin Odabaee
下面将要陈述的一些事实一定会让 DC/DC IC 及电路设计师不快，不过，真实情况是，这些问题今天比几年前更加显著。尽管这些设计师脑力强大，通晓设计艺术[][][][][][][][][][]
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